《高頻電子技術》-高頻電子技術第5章

調制是將要傳送的基帶信號裝載到某一高頻振蕩（載頻）信號上去的過程。如何把要傳輸的信息裝載到高頻信號上去呢？實際上就是用要傳輸的信息去控制高頻載波的某個參數。如果信息控制的是高頻信號的幅度，這種調制就稱為振幅調制，把經過調制后的波形稱為已調波（調幅波）。在無線電通信系統里，所發射的就是已調波。已調波在自由空間里傳播，到達接收地后，需要通過天線把已調波接收下來。而真正需要的是低頻信息，所以需要把信息從已調波（調幅波）里面取出來，這一過程稱為解調（振幅解調）。混頻電路就是把已調波的載波頻率變換成另一種需要的載波頻率，它只改變載波的頻率不改變載波的波形。不論是振幅調制、振幅解調還是混頻電路，其輸出信號與輸入信號的頻率成分是不相同的，稱為頻率變換。頻率變換可分為頻率的線性變換和頻率的非線性變換，頻率的線性變換不改變輸入信號的頻譜結構，只是在頻軸上左右移動，而頻率的非線性變換會改變輸入信號的頻譜結構。振幅調制、解調與混頻電路屬于頻率的線性變換。模擬乘法器就是一種能實現頻率變換的電路。返回5.1模擬乘法器相乘器也叫乘法器，它作為基本的功能單元電路被廣泛運用于各種信號處理和變換電路中。模擬相乘器就是能實現兩個模擬信號相乘功能的非線性電子線路。相乘器通常有兩個模擬信號的輸入通道，分別叫x通道和y通道，其電路符號如圖5?1

所示。相乘器的相乘功能可用如下數學表達式描述。其中KM

稱為相乘器的增益系數，其單位為1/V。如果相乘器的輸出電壓與兩個輸入電壓同一時刻瞬時值的乘積成正比，并且輸入信號的波形、極性、幅度、頻率可以是任意的，這樣的相乘器稱為四象限相乘器，也叫理想相乘器。對于理想相乘器的一個輸入或者兩個輸入信號為零時，其輸出為零。當其中一個輸入信號為直流時，相乘器相當于一個線性模擬放大器。下一頁返回5.1模擬乘法器5.1.1相乘器的特性相乘器的模型如圖5?1所示，假設輸入信號vx(t)=Vxmcos(ωxt)，vy(t)=Vymcos(ωyt)，根據式（5?1），則輸出電壓為由上可見輸入信號的頻率成分有兩個，分別是ωx和ωy

，而輸出信號的頻率卻變為(ωx+ωy)和(ωx-ωy)。很顯然相乘器的輸出信號的頻率跟輸入信號的頻率不相同，說明相乘器具有頻率變換的作用。實際的相乘器都是利用非線性器件構成的一種電子線路，常用的非線性器件有二極管、三極管。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器5.1.2二極管相乘器電路1.二極管的相乘原理二極管電路如圖5?2所示，其中vQ

是用來確定靜態工作點的，工作點盡量設置在二極管伏安特性曲線上非線性最強的地方；v1和v2為輸入的交流模擬電壓。因為二極管是一個非線性器件，流過二極管的電流與加到二極管上的電壓成一個非線性函數，所以流過二極管的電流可表示為其中v=vQ

+v1+v1

，所以伏安特性可以表示為如果這個函數在靜態工作點Q的各階導數都存在，則可以展開成(v-vQ)的冪級數。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器將v=vQ

+v1+v1帶入式（5?5）可得在式（5?6）中，a0=IQ

，是v=vQ時的電流值，且an取值如下。將式（5?7）中各冪級數展開得上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器由式（5?8）可以看出，第6項為2a1v1v2，實現兩模擬信號的相乘功能，但是除了需要的相乘項，還有無數項是不需要的。所以，如果我能夠把多余無關項去掉的話，二極管就是一個相乘器。在時域里面，沒有辦法把相乘項選出來，但是在頻域里面，可以把各項區分選出來。因此，把式（5?8）在頻域里面進行分析。令帶入式（5?8）中，得上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器把式（5?8）與式（5?9）進行比較發現，v1對應的頻率分量為w1，v2對應的頻率分量為w2，v12所對應的項為，用三角公式展開為，其頻率分量為2ω1

，同理v22所對應的頻率分量為，

v1v2對應的頻率分量為(ω1±ω2)，v13所對應的頻率分量為3ω1，如此類推v1

2v2所對應的頻率分量為(2ω1±ω2)，所以流過二極管的電流所含的頻率分量可以表示為很顯然，當p=q=1時的頻率分量才是實現相乘功能的，而其他無數項都是多余的。可以用濾波器濾除多余項，剩下相乘項，使二極管實現相乘功能。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器根據上面的分析，二極管可以實現相乘功能，但是實現相乘功能需要濾除太多的無用頻率分量，無用的頻率分量越多，要實現相乘功能就越困難。為了減少流過二極管電流里面的無用的頻率分量，常常讓二極管工作在開關狀態，如圖5?3所示。在圖5?3中，二極管上所加的兩個交流信號，v1為大信號，當其正半周單獨到來時，二極管會導通。v2

為小信號，當其正半周單獨到來時，二極管也不導通。所以二極管的導通與截止主要取決于信號v1

，v1正半周到來二極管導通，負半周到來二極管截止。所以，二極管可以等效為受v1控制的一個開關，用開關函數S(ω1t)來表示，則圖5?3可以等效為圖5?4。其中，DR為二極管導通時的等效電阻，開關函數表達式如下。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器由于v1(t)是角頻率為ω1

的周期性函數，所以S(ω1t)也為周期性函數，其波形如圖5?5所示。把開關函數S(ω1t)用傅里葉級數展開，得在圖5?4中，流過二極管電流為上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器把開關函數展開式和代入式（5?12），可得分析式（5?13）可知，流過二極管的電流的頻率分量為1ω1

、2ω1

、4ω1，…，2nω1

；ω2

、(ω1±ω2)、(3ω1±ω2)、(5ω1±ω2)…((2n+1)ω1±ω2)。由此可見，二極管工作在開關狀態，流過二極管的電流中的無用頻率成分減少了很多項，更容易用濾波器選出所需要的相乘項(ω1+ω2)，從而實現二極管的相乘功能。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器2.二極管平衡相乘器從上面的分析可知，讓二極管工作在開關狀態減少了流過二極管的電流中的無用頻率成分，為了進一步減少二極管中的無用頻率成分，可用兩個二極管來構成電路，叫做二極管平衡相乘器，電路如圖5?6所示。圖5?6中，兩個二極管均為理想二極管，并且性能完全相同。v1(t)=V1mcos(ω1t)為大信號，v2(t)=V2mcos(ω2t)為小信號，兩個二極管均工作在開關狀態。Tr1是具有次級抽頭的低頻變壓器，Tr2

是具有初級抽頭的高頻變壓器。如果忽略輸出電壓的反作用，則加到兩個二極管D1

和D2

上的電壓分別為上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器把開關函數的傅立葉級數展開式和得這時，總的輸出電流里面所含頻率分量為：；ω2

、(ω1±ω2)、(3ω1±ω2)、(5ω1±ω2)…((2n+1)ω1±ω2)。與單個二極管電路比較，無用的頻率分量進一步減少，更容易實現兩個模擬信號的相乘。實際應用中，通常要考慮負載電阻RL通過變壓器阻抗變換到變壓器初級阻抗而對二極管電流造成的影響。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器由于加到兩個二極管上的控制電壓v

1

是同相的，因此兩個二極管的導通、截止時間是相同的，其時變電導也是相同的。只有二極管到同時導通（開關函數為1）時，才有電流流過二極管，由此可得流過兩管的電流iD1

、iD2

分別為由圖5?6可知，D1

、D2的電流均流過變壓器Tr2，但是兩個二極管電流的方向相反，所以流過變壓器Tr2的總的電流為把式（5?16）和式（5?17）代入式（5?18），則有上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器3.二極管環形相乘器在上面的分析中，為了減少流過二極管電流里面的無用的組合頻率分量，采用兩個工作在開關狀態下的二極管。實際應用中，為了獲得理想的相乘功能，必須進一步減少無用的組合頻率分量，通常采用4個二極管構成的二極管雙平衡相乘器，也稱為環形相稱器，電路如圖5?7

所示。在圖5?7中，4個二極管1D、D2、D3、D4均是理想二極管。v1(t)=V1mcos(ω1t)為大信號；v2(t)=V2mcos(ω2t)為小信號，它對二極管的導通與截止沒有影響，兩個信號都為模擬信號，則二極管工作在v1控制的開關狀態。Tr1次級和Tr2初級具有中心抽頭，上下嚴格對稱。當v1

的正半周到來時，D1

、D2

為正偏導通，D3

、D4

為反偏截止，此時電路等效如圖5?8所示。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器如果忽略負載對二極管電路的反作用，則流過D1

、D2的電流為由于i1

、i2

流過Tr2

初級線圈時電流的方向相反，所以輸出電流等于當V1

的正負半周到來時，D3

、D4

因為正偏導通，D1、D2

因為反偏截止，此時電路等效為圖5?9

所示。由于D3

、D4的導通時間比D1、D2滯后半個周期，其開關函數為,同樣忽略負載對二極管電路的反作用，則流過D3

、D4的電流為由于i3、i4

流過Tr2初級線圈時電流的方向相反，所以輸出電流為上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器在圖5?7所示的環形相乘器中，一個周期的輸出電流應該等于前半個周期的輸出電流與后半個周期的輸出電流之和，所以一個周期的輸出電流為由可得則上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器這是由兩個開關函數合成的一個雙向開關函數，其波形如圖5?10所示。把；v2(t)=V2mcos(ω2t)和式（5?23）代入式（5?22）可得環形相乘器的輸出電流的表達式。把式（5?24）與二極管平衡相乘器比較，其無用的頻率分量又減少了，而且無用的頻率分量與實現相乘項的頻率分量在頻譜圖上相隔很遠，很容易用濾波器濾除掉無用的頻率分量，從而實現理想的相乘功能。因此，環形相乘器在現實中得到了廣泛的應用。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器5.1.3晶體管相乘器電路1.雙差分對模擬相稱器的基本工作原理實現兩個電壓相乘的方案有很多種，其中以可變跨導相乘器最易集成，而且它的頻帶寬、線性好、價格低、使用方便。可變跨導相乘器是由兩個差分放大器交叉耦合，并用第三個差分放大器作為它們的射極電流源。這個電路最早是由Gilbert（吉爾伯特）提出的，叫做Gilbert相乘器，又叫雙差分模擬相稱器，它是大多數集成相乘器的基礎，電路如圖5?11所示。由圖5?11所示，電流源IEE為VT1

、VT2提供偏置電流，而VT1為VT3

、VT4提供偏置電流，VT2為VT4、VT5提供偏置電流。輸入信號Vy(t)交叉加到VT1

、VT2和VT3、VT4兩個差分對管的輸入端，Vx(t)加到了差分對管VT1

、VT2的輸入端。由于電路完全對稱，所以在靜態時有上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器根據差分電路的工作原理可以證明以下等式成立。式中，VT

為溫度電壓當量，當T=300K，VT

=26mV時，為雙曲線正切函數。由圖5?11可知，相稱器的輸出電流為兩差分對管的集電極電流之差。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器把式（5?25）～式（5?27）代入式（5?28）有在式（5?29）中，如果Vx(t)、Vy(t)都是小信號，且都滿足

，則有把以上兩式代入式（5?29），可得上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器由此可見，如果雙差分對模擬相乘器的兩個輸入信號都是小信號，則能實現理想的相乘功能。但在實際應用中，兩個信號都是小信號的要求會限制雙差分對模擬相稱器的使用范圍，所以為了使雙差分對模擬相乘器得以更廣泛的應用，就必須擴展輸入信號。2.MC1496/MC1596集成模擬相乘器MC1496/MC1596集成模擬相乘器是根據雙差分對模擬相乘器的基本原理而制成的，其內部電路如圖5?12（a）所示，其集成塊的引腳排列如圖5?12（b）所示。其中晶體管VT7

、VT8、電阻R、二極管D組成電流源電路，為差分對管提供偏置電流。直接接在VT7基極的電阻R，主要用于調節電流IO/2

的大小，因為使用時需要在VT5、VT6的發射極之間外接一個1kΩ的電阻R

y用以擴展輸入電壓v2的動態范圍，從而擴展MC1496集成模擬相乘器使用范圍。v2擴展電路如圖5?13所示。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器在v2

信號的輸入回路中，由于兩個發射結導通時的結電阻很小，遠小于擴展電阻R

y

，可以近似的認為v2

全部壓降在R

y上。所以有差分對管VT5、VT6的輸出差值電流為根據式（5?29）可得圖5?12的輸出電流：上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器由此可見，v2

的動態范圍得到了有效地擴展，可以證明其動態范圍與R

y的關系為MC1496/MC1596具有工作頻率高（可達300MHz），調制頻率高（可達80MHz），電路轉換率SR大等優點，但也存在電路輸出信號功率小的缺點。3.MC1495/MC1595集成模擬相乘器MC1495/MC1595作為模擬相乘器v1

的動態范圍依然很小，為進一步擴大它的使用范圍，需要將v1的動態范圍進行擴展，擴展后的集成模擬相乘器就是MC1495/MC1595，它才是具有四象限相乘功能的通用集成器件。其內部電路如圖5?14所示。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器v1

動態范圍的擴展原理。為分析方便，將VT7～VT10管組成的補償電路簡化為圖5?15所示的形式。由圖5?15知當三極管VT7～VT10的β值足夠大時，i7≈i9

、i8≈i10、IK≈I′O；又因為，所以有。根據前面講的差分電路的特性有：所以有：這里的

v′

1

為圖5?12中的v1

，把v′

1代入式（5?32），并乘以輸出電阻RC可得由此可見，集成模擬相乘器MC1495/MC1595實現了兩個模擬信號的真正相乘。其外接電路如圖5?16所示。上一頁下一頁返回5.1模擬乘法器振幅調制就是把要傳輸的低頻信息加載到高頻載波的過程，按照調幅的方式可分為普通調幅（AM）、雙邊帶調幅（DSB）、單邊帶調幅（SSB）。按照已調波的功率大小可分為低電平調幅和高電平調幅。高電平調幅電路輸出的調幅波的功率足夠大，可以直接向自由空間發射電磁波。低電平調幅是將調制信號與載波信號在時域里通過模擬乘法器實現，低電平調幅電路輸出的功率較小，在發射前還需要由專門的高頻功率放大器放大到足夠的功率再發射到自由空間去。這一節主要學習對各種調幅的基本原理及典型調幅電路的分析。下一頁返回5.2振幅調制5.2.1普通調幅波原理及電路1.普通調幅的原理1）單頻調制普通調幅就是用低頻調制信號去控制高頻載波信號的振幅，使高頻載波的振幅隨著調制信號瞬時值的變化而線性變化，而載波的頻率和初相則保持不變，通常簡稱為調幅（AM）。前面講到，調幅電路屬于頻譜的線性變換電路，能實現這一功能的電路是模擬乘法器。產生普通調幅波的電路如圖5?17所示。由圖5?17可知，普通調幅波電路有兩個輸入端，一端輸入高頻等幅信號，，稱之為載波信號；另一個輸入信號為調制信號疊加一個直流電源Qv，調制信號下一頁返回5.2振幅調制其中，

為載波角頻率，f

c

為載波頻率；Ω=2πF

為調制信號的角頻率，F為調制信號的頻率，并且有f

c>>F。根據相乘器的原理，相乘器的輸出電壓為其中為載波電壓的振幅,為一常數。是由相乘器和載波電壓的幅度所決定的一個比例常數。所以由式（5?35）可知，相乘器所輸出的信號，只改變了載波的幅度，載波的頻率和相位保持不變，且其幅度隨調制信號vΩ(t)呈線性變化，從而實現了調幅。把調制信號代入式（5?35）可得上一頁下一頁返回5.2振幅調制式（5?36）是普通調幅波的標準表達式，其中，稱為調幅系數或調幅度，它反映了載波振幅受調制信號控制的程度，把和代入

可得所以，當調制信號一定時，只調節直流電源VQ就可以改變調幅波的調幅系數。普通調幅波的波形圖如圖5?18所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制在式（5?36）中，Vom(t)=Vom(1+cos)ma

Ωt

是高頻振蕩的振幅，反映調制信號的變化規律，稱為調幅波的包絡。由式（5?37）可知，調幅系數ma與調制信號的幅度VΩm成正比，所以VΩm越大，ma

就越大，調制信號控制載波的程度就越深。由圖5?18（c）可知，調幅波的最大振幅等于,最小振幅等于

當ma<1，則最小振幅大于零，波形如圖5?18（c）所示；當ma=1，這時最小振幅等于零，調幅波如圖5?19所示。當ma>1時，理想的調幅波如圖5?20（a），但是實際上，在t1～t2時間內由于二級管發射極加反偏電壓而截止，使VAM(t)=0，即出現包絡部分中斷。此時調幅波將產生失真，稱為過調幅失真，波形如圖5?20（b）所示，而ma>1時的調幅稱為過調幅。為了避免出現過調幅失真，應使調幅系數ma≤1。把式（5?36）用三角函數展開可得上一頁下一頁返回5.2振幅調制式（5?36）表明，單頻正弦信號調制的調幅波是由3個頻率分量構成的：第一項為載波分量；第二項的頻率為fc?F，稱為下邊頻分量，其振幅為1/2maVom

；第三項的頻率為fc+

F，稱為上邊頻分量，其振幅也為1/2maVom

。分析式（5?36）的頻率分量，除了載波頻率外還出現了兩個新的頻率分量——和頻、差頻。由此可畫出相應調幅波的頻譜，如圖5?21所示。由圖5?20可知，上、下邊頻分量對稱地排列在載波分量的兩側，則調幅波所占的頻帶的寬度BW0.7為由上述可知普通調幅波特點：①從時域來看，當ma≤1時，普通調幅波的包絡反映調制信號的變圖5?21單頻調幅波的頻譜圖化規律；②從頻域來看，普通調幅波的頻帶為調制信號的兩倍，上邊帶和下邊帶都能獨立地反映調制信號的頻譜結構；③由調幅波的頻譜圖可以看出，調制過程實質上是一種線性頻譜搬移過程，經過調制后，調制信號的頻譜由低頻被搬移到載頻附近，成為上、下邊頻帶。上一頁下一頁返回5.2振幅調制例5.1在圖5?17的電路模型中，已知

，試寫出輸出電壓的表達式，求出其調幅系數am，并畫出輸出電壓的波形及頻譜圖。解：由題意可知，載波電壓的幅度為Vcm=2V，則有根據式（5?37）可得由普通調幅波的標準表達式，得輸出電壓的表達式為調幅波的最大振幅為調幅波的最小振幅為：其調幅波形如圖5?22所示。由可畫出頻譜圖，如圖5?23所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制2）多頻調制前面講述了單頻信號的調幅原理，但是在實際生活中要傳輸的信號往往是由多個復雜的頻率分量組成，所以真正的調制信號都是多頻信號。如調幅廣播所傳送的語言信號頻率為20Hz～3.5kHz。經調制后，各個語言頻率會產生各自的上邊頻和下邊頻，疊加后形成所謂上邊頻帶和下邊頻帶，設多頻信號的數學表達式為而，此時調制信號為非正弦的周期信號。則式（5?41）中因為多頻調制時各個低頻分量的振幅并不相等，因而調幅指數am也不相同，所以就整個調幅波來說，常引用平均調幅指數的概念。大量實驗表明，未經加工處理的語言信號的平均調制系數為0.2～0.3。如果調制信號的波形如圖5?24（a）所示，則輸出的多頻調幅波形就如圖5?24（b）所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制多頻信號調幅的頻譜圖如圖5?25所示，上、下邊帶也對稱地排列在載波分量的兩側，由于最低調制頻率Fmin=F1，最高調制頻率Fmax=Fn，故調幅波帶寬為因此，調幅電路的作用是在時域實現vΩ(t)和vc(t)相乘，反映在波形上就是將vΩ(t)不失真地搬移到高頻振蕩的振幅上，而在頻域則將vΩ(t)的頻譜不失真地搬移到fc的兩邊。2.普通調幅應用電路分析把圖5?17所示的電路模型中的相乘器用實際的相乘器電路替換后就可以得到普通調幅電路，相乘器可以采用4個二極管構成的環形相乘器，也可以用集成模擬相乘器MC1596/MC1496替換。雙差分集成模擬相乘器實現的相乘功能更理想，所以由其構成的調幅電路的性能也相對較好些。圖5?26中采用MC1596構成的普通調幅電路，雙電源供電，其中R1

、R3

構成分壓電路，為VT1～VT4

提供基極偏置電路.上一頁下一頁返回5.2振幅調制圖5?17中R2采用一個51Ω的電阻為8腳提供直流通路。但由于51Ω的阻值較小，其上的直流壓降可忽略不計。集成電路的1、4腳外接電阻網絡為VT5、VT6提供基極偏置電路，47Ω的RW

稱為平衡電阻，調節1、4腳的直流電壓VQ，從而實現對ma

的調節。5腳接RB，用以設置電流源I/2的大小，因為相乘后的信號從6腳單端輸出，輸出的信號經過一個帶通濾波器，濾除不需要的頻率成分，負載R上得到的就是普通調幅波信號。3.普通調幅波的功率分配普通調幅波的展開表達式為上一頁下一頁返回5.2振幅調制如果調幅波電壓加到阻值為R的負載上，則在R上消耗的功率有3部分，分別是載波功率、上邊頻功率和下邊頻功率，根據功率的表達式P=VI=V2/R，其中V、I為有效值，所以載波功率為由于上邊頻和下邊頻的電壓幅度相等，它們在負載R上消耗的功率也相等，上下邊頻的功率分別用P上、P下表示，則邊頻功率為調幅波在調制信號的一個周期內的平均功率為上一頁下一頁返回5.2振幅調制式（5?45）表明，調幅波的輸出功率隨著am增大而增大，當ma=1時，，而，由于載波不包含調制信號的信息，它只存在于邊頻功率中。這說明當1am=時，包含信息的上、下邊頻功率之和只占總輸出功率的1/3，而不含信息的載波功率卻占了總輸出功率的2/3。有用的邊頻功率占整個調幅波平均功率的比例很小，發射機的效率很低。從能量觀點看，這是一種很大的浪費。而實際調幅波的平均調幅指數為0.3，其能量的浪費就更大。這是普通調幅本身固有的缺點。目前這種調制只應用于中、短波無線電廣播系統中，而其他通信系統采用另外的調制方式。如果調制信號為多頻信號，則調幅波平均功率等于載波的各個功率之和。上一頁下一頁返回5.2振幅調制5.2.2雙邊帶調幅及電路從上述普通調幅信號的基本性質可知，占絕大部分功率的載頻分量是無用的，唯有其上、下邊頻分量才反映調制信號的頻譜結構，而載波分量通過相乘器僅起著將調制信號頻譜搬移到載頻cf的兩邊的作用，本身并不反映調制信號的變化。如果在傳輸前將載頻分量抑制掉，則可以大大節省發射機的發射功率。這種僅傳輸兩個邊頻（帶）的調制方式稱為抑制載波的雙邊帶調制，簡稱雙邊帶調制（DSB）。產生雙邊帶調幅的電路模型如圖5?27所示，相乘器的兩個輸入端子分別輸入高頻載波信號和調制信號，輸出的就是雙邊帶信號。上一頁下一頁返回5.2振幅調制1.雙邊帶調幅波的數學表達式1）單頻調制由圖5?27可知，雙邊帶調幅波電路有兩個輸入端子，一端輸入高頻等幅信號，

，稱之為載波信號；另一個輸入信號為調制信號。其中，為載波角頻率，fc為載波頻率；Ω=2πF為調制信號的角頻率，F為調制信號的頻率，并且有fc>>F。由圖5?27可知，雙邊帶調幅波的表達式為其中，,把上式用三角函數公式展開，有可見雙邊帶調幅信號中僅包含兩個邊頻，無載頻分量，其頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍。根據式（5?46）畫出雙邊帶調幅波形與頻譜圖，如圖5?28所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制由圖5?28（a）雙邊帶調幅波信號波形可知，雙邊帶信號的包絡仍然是隨調制信號變化的，但它的包絡已不能完全準確地反映低頻調制信號的變化規律。雙邊帶信號在調制信號的負半周，已調波高頻與原載頻反相，在調制信號的正半周，已調波高頻與原載頻同相。也就是雙邊帶信號的高頻相位在調制電壓過零點處要突變180°，其包絡已不再反映低頻調制信號的變化規律。由圖5?28（b）雙邊帶調幅波的頻譜圖可見，雙邊帶調幅的作用依然是把調制信號的頻譜不失真地搬移到載波的兩邊，是頻譜的線性搬移。調幅波的帶寬fbw

為fbw=(fc+F)-(fc-F)=2F，與普通調幅波帶寬的表達式一樣。2）多頻調制當調制信號含有多個頻率分量時，每一個頻率分量都與載波形成上、下兩個邊頻，所有的上邊頻就形成上邊帶，所有的下邊頻形成下邊帶，其雙邊帶調幅表達式為上一頁下一頁返回5.2振幅調制其頻譜圖如圖5?29所示。由上面頻譜圖知，上、下兩個邊帶分量對稱地排列在載波分量的兩側，為頻譜搬移電路。調幅波帶寬為多頻調幅電路的作用是在時域實現vΩ(t)和vc(t)相乘，反映在波形上就是將vΩ(t)的振幅不失真地搬移到高頻振蕩的振幅上，而在頻域則將vΩ(t)的頻譜不失真地搬移到cf的兩邊。2.雙邊帶調幅波電路跟雙邊帶調幅電路一樣，只要把雙邊帶調幅電路模型中的相乘器換成相乘器的實際電路就可得到雙邊帶調幅電路，如圖5?30所示。這個圖與圖5?22是相同的，沒有畫出集成模擬相乘器的內部電路，該圖作為雙邊帶調幅時，可變電阻Rp的滑動片要處于中間位置，使1、4腳之間的直流電壓vQ為零，輸出的調幅波就是抑制了載波的雙邊帶調幅波。上一頁下一頁返回5.2振幅調制5.2.3單邊帶調幅從雙邊帶調制的頻譜結構上可知，上、下邊帶都反映了調制信號的頻譜結構。兩個邊帶中的任何一個邊帶已經包含調制信號的全部信息，為了節省發射功率，減小頻帶寬度，可以進一步把其中的一個邊帶抑制掉，只發射一個邊帶。這種僅傳輸一個邊帶（上邊帶或下邊帶）的調幅方式稱為抑制載波的單邊帶調制，簡稱單邊帶調制（SSB）。1.單邊帶調幅原理設調制信號為單頻信號，載波為，由式（5?46）可得單邊帶調幅波的表達式。上一頁下一頁返回5.2振幅調制由式（5?48）和式（5?49）可以看出單邊帶調幅信號為等幅波，其頻率高于或低于載頻。其波形如圖5?31所示。（下邊帶調制）由式（5?48）和式（5?49）可畫出單邊帶調幅波的頻譜如圖5?32所示。（上邊帶調制）可見，與普通、雙邊帶調幅比較起來，不但大大降低了功率損耗，而且單邊帶調幅波的頻帶也壓縮了一半，這對于提高短波波段的頻帶利用率具有重大的現實意義。2.單邊帶調幅的實現方法單邊帶調幅電路主要實現方法有濾波法、移相法以及兩者相結合的相移濾波法。濾波法是從頻域角度得到的方法，移相法是從時域角度得到的方法。1）濾波法這種方法是根據單邊帶調幅信號的頻譜特點，先產生雙邊帶調幅信號，再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號，其原理圖如圖5?33所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制如圖5?33所示，在雙邊帶調制電路的后面接入合適的帶通濾波器（BPF），以濾除一個邊帶，只讓一個邊帶分量輸出，得到單邊帶調幅信號。但由于上、下兩個邊帶信號的頻率間隔為2Fmin，所以要求濾波器的衰減特性必須十分陡峭，所以這種獲取單邊帶調幅波的關鍵在于帶通濾波器的性能。2）移相法移相法得到單邊帶的電路模型如圖5?34所示。設，則相乘器Ⅰ輸出電壓為相乘器Ⅱ輸出電壓為上一頁下一頁返回5.2振幅調制將相加，可得從而實現了下邊帶調制。將相減，可得從而實現了上邊帶調制。移相法獲取單邊帶調幅的優點是省去要求較高的帶通濾波器。顯然，對單頻信號進行90°相移比較簡單，但是對于一個包含許多頻率分量的一般調制信號進行90°相移，需要保證其中每個頻率分量都準確相移90°，這是很困難的。上一頁下一頁返回5.2振幅調制5.2.4高電平調幅電路前面講的普通調幅、雙邊帶調幅和單邊帶調幅都是通過二極管調制器、集成模擬乘法器調制器來實現的，屬于低電平調幅電路。低電平調幅將功率放大和調制分開，調制過程在低電平級進行，需要的調制功率小，電路簡單。調制后的信號電平較低，功率較低，需要再經過功率放大器線性放大，達到一定的發射功率后再發送。一般放置在發射機的前級。DSB、SSB及FM均采用這種方式。由于線性功率放大器的效率低，為了提高整機效率，兼顧輸出功率、調制線性的要求，可將功率放大和調制合二為一，直接產生達到輸出功率要求的已調波，這種振幅調制稱為高電平調幅。調制過程在高電平級進行，通常在高頻功率放大器（丙類）中進行調制。調制后的功率足夠大，可以直接發送出去。其實現方法主要有集電極調幅和基極調幅，但是高電平調幅只能實現普通調幅（AM），不能實現雙邊帶（DSB）和單邊帶調幅（SSB）。在調幅發射機（如廣播發射機）中，一般采用高電平調制電路。上一頁下一頁返回5.2振幅調制基極調幅電路基極調幅電路的基本原理是利用丙類功率放大器在電源電壓VCC

，輸入信號振幅Vbm

，諧振電阻RP不變的條件下，在欠壓區改變Vbe

，使其輸出電流隨Vbe

變化這一特性（基極調制特性）來實現調幅的。其基極調制特性如圖5?35所示。由圖5?35可知，利用丙類諧振功率放大器的基極調制特性實現普通調幅時，丙類諧振功率放大器應該工作在欠壓狀態下。基極調幅電路如圖5?36所示。vΩ(t)和vc(t)由圖5?36可知，高頻載波vc(t)通過變壓器耦合到三極管的基極，1C為其提供交流通路。調制信號vΩ(t)通過變壓器耦合到基極，2C為其提供交流通路。基極直流電源BBQV與調制信號vΩ(t)疊加后作為基極電源，很顯然基極電源的變化規律就是調制信號的變化規律。根據基極調制特性，載波信號vc(t)在被功率放大器放大時，其幅度要隨基極電源線性變化，從而隨調制信號線性變化，所以輸出電壓vo(t)為普通調幅波。其工作原理波形如圖5?37所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制2.集電極調幅電路集電極調幅的原理是利用丙類諧振功率放大器，當基極偏置電源為VBB

，而激勵高頻信號電壓振幅Vcm和集電極有效回路阻抗RP不變，只改變集電極有效電源電壓時，集電極電流脈沖在欠壓區可認為不變；而在過壓區，利用集電極電流脈沖幅度隨集電極電源電壓變化的特性（集電極調制特性）來實現調幅。其集電極調制特性如圖5?38所示。由圖5?38可知，利用丙類諧振功率放大器的集電極調制特性實現普通調幅時，丙類諧振功率放大器應該工作在過壓狀態下。集電極調幅電路如圖5?39所示。上一頁下一頁返回5.2振幅調制由圖5?39可知，高頻載波vc(t)通過變壓器耦合到三極管的基極，BC為其提供交流通路。調制信號vΩ(t)通過變壓器耦合后與直流電壓CCV相疊加，2C為其提供交流通路。集電極電源CCQV由CCV與調制信號vΩ(t)疊加而成，很顯然集電極電源CCQV的變化規律就是調制信號的變化規律。根據集電極調制特性，載波信號vc(t)在被功率放大器放大時，其幅度要隨集電極電源線性變化，從而隨調制信號線性變化，所以輸出電壓vo(t)為普通調幅波。其工作原理波形如圖5?40所示。上一頁返回5.3振幅檢波從調幅波信號中取出調制信號的過程稱為振幅解調（又稱檢波），是振幅調制的逆過程。它的作用是從已調制的高頻振蕩中恢復出原來的調制信號。從頻譜上看，檢波就是將幅度調制波中的邊帶信號不失真地從載波頻率附近搬移到零頻率附近。完成這種解調作用的電路稱為振幅檢波器，簡稱檢波器。因此，檢波器也屬于頻譜搬移電路，檢波器的組成如圖5?41所示。由圖5?41可知，檢波器的組成應包括3部分：高頻已調信號源、非線性器件、RC低通濾波器。調幅信號的頻譜由載頻和邊頻分量組成，并不包含調制信號本身的頻率分量，但它包含有調制信號的信息。為了解調出原調制頻率，檢波器必須包含有非線性器件，以便調幅信號通過它產生新的頻率分量，其中包含有所需的分量，然后由低通濾波器濾除不需要的高頻分量，取出所需的調制信號。下一頁返回5.3振幅檢波根據輸入調幅波信號的不同特點，檢波電路可分為兩大類：包絡檢波和同步檢波。包絡檢波是指檢波器的輸出電壓直接反映輸入高頻調幅波包絡變化規律的一種檢波方式。根據調幅波的波形特點，顯然只適合于普通調幅波的解調。同步檢波主要應用于雙邊帶調幅波和單邊帶調幅波的檢波。因為雙邊帶調幅波和單邊帶調幅波的頻譜中缺少一個載波頻率分量，不能用包絡檢波器解調，必須用在檢波器輸入端，并加一個本地載波信號的同步檢波器來實現解調。5.3.1二極管包絡檢波電路對于普通調幅波，可用包絡檢波器進行檢波。目前應用最廣的是二極管包絡檢波器。由于其檢波電路結構簡單、效率高、性能優越，在普通接收機中使用非常的廣泛。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波1.工作原理二極管包絡檢波電路根據其電路結構可以分為二極管串聯型包絡檢波電路和二極管并聯型包絡檢波電路。二極管與電阻串聯構成的檢波電路稱為串聯型檢波電路，二極管與電阻并聯構成的檢波電路稱為并聯型檢波電路。本節主要介紹串聯型二極管電路檢波電路，電路如圖5?42

所示，由工作在受輸入信號控制的開關工作狀態的檢波二極管D和Rc低通濾波器串聯組成，為大信號檢波電路。該電路主要由檢波二極管D、檢波負載電阻RL、高頻旁路電容C組成。RL和C構成低通濾波器，vS(t)為普通調幅波輸入信號，要求輸入信號的幅度在0.5V以上。設輸入電壓為等幅度的正弦波vS(t)，二極管為理想器件，由于二極管具有單向導電性，當調幅波vS(t)的正半周到來時，二極管導通，Sv(t)通過二極管向電容充電，由于二極管的正向導通電阻rD很小，所以充電時間rDC非常短，充電的速度很快；上一頁下一頁返回5.3振幅檢波當調幅波vS(t)的負半周到來時，二極管截止，電容C通過負載電阻RL放電，由于rD<<

RL，所以放電的速度比起充電的速度就慢的多。由于充電快，放電慢，所以輸出電壓vo

就會在充電放電過程中逐漸增加，如圖5?43（a）所示。由于負載的反作用，由圖5?42可知，加到二極管兩端的電壓為vS-vo，只有vS>vo時二極管才導通，隨著vo的逐漸增加，二極管在每個周期導通的時間就越來越小，而截止時間逐漸增大。這就使得電容在每個周期充電電荷量逐漸減少，放電電荷量逐漸增加，最終充電的電荷量等于放電的電荷量，充放電達到一個動態平衡，輸出電壓就穩定在某一個值，按照角頻率ωc做鋸齒狀的等幅波動，其原理波形如圖5?43（a）所示。如果輸入vS(t)為普通調幅波，其工作過程跟上面講的等幅正弦波一樣，其波形如圖5?43（b）和圖5?43（c）所示。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波2.性能指標二極管峰值包絡檢波器的性能指標主要有：檢波效率、輸入電阻、惰性失真和負峰切割失真四項。1）檢波效率ηd檢波效率指檢波電路的輸出電壓和輸入高頻電壓的振幅之比。設vS(t)=vom(1+macosΩt)cosωc

t其幅度為vom(1+macosΩt)，由圖5?43（c）可知，檢波輸出電壓可表示為所以有2）等效輸入電阻Ri由于二極管在大部分時間處于截止狀態，僅在輸入高頻信號的峰值附近才導通，所以檢波器的瞬時輸入電阻是變化的。檢波器的前級通常是一個調諧在載頻的高Q值諧振回路，檢波器相當于此諧振回路的負載，如圖5?44（a）所示。為了研究檢波器對前級諧振回路的影響，故定義檢波器等效輸入電阻為上一頁下一頁返回5.3振幅檢波其中Vim是輸入等幅高頻載波的振幅。若輸入是等幅高頻載波，則流經二極管的電流應是高頻窄尖頂余弦脈沖序列，I1m即為其中基波分量的振幅，而輸出vo應是電平為Vo的直流電壓。顯然，檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯了一個阻值為Ri的電阻。由圖5?44（b）可知，輸出電壓的有效值約為輸入的幅值，從能量守恒原理有所以3.二極管包絡檢波的失真由以上分析可知，當輸入信號如普通調幅波，包絡二極管工作在大信號檢波時，具有較理想的線性解調性能，輸出電壓能夠不失真地反映輸入調幅波的包絡變化規律。但是，如果二極管包絡檢波電路的參數設置不合適，二極管包絡檢波電路就會產生惰性失真和負峰切割失真。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波1）惰性失真在調幅波包絡線下降部分，若電容放電速度過慢，導致ov的下降速率比包絡線的下降速率慢，則在緊接其后的一個或幾個高頻周期內二極管上為負電壓，二極管不能導通，造成ov波形與包絡線不一致。由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性，故稱為惰性失真（又稱為對角線切割失真）。圖5?45給出惰性失真的波形圖，在t1～t2時間段內出現惰性失真。要避免惰性失真，就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內都要大于或等于包絡線的下降速率。由圖5?41可知，普通調幅波的包絡為包絡的變化速率為電容放電為其放電速率為上一頁下一頁返回5.3振幅檢波其中為了保證二極管包絡檢波電路輸出電壓不失真，電容放電的速率要大于或等于包絡的變化速率，即所以有實際上，調制波往往是由多個頻率成分組成，即為了保證不產生失真，必須滿足2）負峰切割失真二極管包絡檢波電路的檢波輸出要送給下一級低頻放大器，假設低頻放大器的輸入電阻為Ri2

，則Ri2

就作為檢波輸出的負載，檢波電路如圖5?46所示。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波耦合電容Cc對低頻信息是短路的，對直流是斷路的，所以這個電路里面的直流負載為RL

，交流負載為RL//Ri2

，很顯然檢波電路的交流負載和直流負載不相等，從而會產生檢波失真，這種失真通常是檢波輸出的負半周被切割掉一部分，所以稱為負峰切割失真。隔直電容Cc數值很大，可認為它對調制頻率Ω交流短路。電路達到穩態時，其兩端電壓VC

≈Vim，此時Cc相當于一個電壓為Vim

的直流電源，RL

和Ri2會對它分壓，RL

分得的電壓為這個電壓始終加到檢波二極管的負極，如果輸入電壓的包絡電壓比這個電壓還小，很顯然二極管會截止，小于VR

L這部分輸入電壓的包絡就沒有輸出，使得輸出的電壓的負半峰被切割掉一部分，其波形如圖5?47所示。很明顯，要避免負峰切割失真，只要輸入包絡的最小值大于VR

L就可以了，即把式（5?53）代入式（5?54）可得不產生負峰切割失真的條件為上一頁下一頁返回5.3振幅檢波由此可以分析出：交、直流負載電阻越懸殊，ma越大，越容易發生負峰切割失真。為了減少出現負峰切割失真，可以把電路進行改進，減少交直流負載的差值，交直流負載電阻相差越小，負峰切割失真就越不容易出現，改進后的二極管包絡檢波電路如圖5?48所示。其中C2

對高頻短路，進一步濾除高頻分量，提高高頻濾波能力，Cc

對低頻調制信號短路。把RL

分成RL1和RL2，直流電阻等于RL1+RL2

，交流電阻等于RL1//RL2

。RL1

比RL2

大，大得越多，交直流負載電阻相差就越小，就越不容易出現負峰切割失真。但是，同時輸出電壓也相應地減少，當Ri2

過小時，需要在RL2

和Ri2之間插入高輸入阻抗的射極跟隨器。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波5.3.2同步檢波電路二極管包絡檢波電路檢波出來的是輸入信號的包絡，而雙邊帶調幅波和單邊帶調幅波的包絡都已不再反映調制信號的規律，所以不能用二極管包絡檢波電路對雙邊帶信號和單邊帶信號檢波。為此，可采用另一中檢波電路，叫同步檢波器。同步檢波器用于對載波被抑止的雙邊帶或單邊帶信號進行解調，也可以對普通調幅波解調。它的特點是必須外加一個頻率和相位都與載波相同的電壓，同步檢波的名稱即由此而來。同步檢波有兩種實現電路，一種是乘積型同步檢波電路，另一種是疊加型同步檢波電路。1.乘積型同步檢波利用相乘器構成的同步檢波電路稱為乘積型同步檢波電路。乘積型同步檢波電路適合于普通調幅波、雙邊帶調幅波和單邊帶調幅波的檢波，其電路模型如圖5?49

所示。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波vs

為輸入的調幅波信號，vr與高頻載波同頻同相的同步信號。設為雙邊帶信號，則相乘器的輸出電壓為相乘器輸出的信號有3個頻率成分，Ω為調制信號的低頻，2ωc±Ω都屬于高頻，經過低通濾波器之后，輸出的只有低頻信號。從而實現了檢波。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波設，則相乘器的輸出電壓為相乘器輸出的信號有兩個頻率成分，Ω為調制信號的低頻，2ωc±Ω屬于高頻，經過低通濾波器之后，輸出的只有低頻信號。可見也實現了檢波圖5?50為MC1596雙差分對集成模擬相乘器構成的同步檢波電路，電源采用+12V單電源供電，調幅信號vS通過0.1μF耦合電容加到1端，其有效值在幾毫伏至一百毫伏范圍內都能不失真解調，同步信號rv通過0.1μF耦合電容加到8端，電平大小只要求能使雙差分對管工作于開關狀態（50mV～500mV）。輸出端9經過RC的一個π形低通濾波器和一個1μF的耦合電容取出調制信號。上一頁下一頁返回5.3振幅檢波2.疊加型同步檢波疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號疊加一個恢復載波，使之成為或近似為AM信號，再利用包絡檢波器將調制信號恢復出來，它只適合雙邊帶和單邊帶的檢波，其電路模型如圖5?51（a）所示，疊加型同步檢波電路如圖5?51（b）所示。設為雙邊帶信號，同步信號為，那么兩個信號相疊加后為若合成了不失真的調幅信號，則可通過包絡檢波器檢波。上一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾在通信系統的發射設備中經常利用一定的電路來改變載頻頻率的大小；在通信系統的接收設備中也經常需要將波段內的已調信號變為與輸入載波無關的、并具有固定載頻的中頻信號，并在此基礎上進行高性能的選頻放大；在頻率合成器中，也常需要完成頻率加減運算，從而由基本頻率信號得到不同于原頻率的新信號。把這種改變輸入信號的頻率的電路叫做混頻電路，其原理框圖如圖5?52所示。下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾由圖5?52可知，在混頻器的兩個輸入電壓中，一個是載頻為fc的已調波，另一個是頻率為fL的本振信號，其輸出信號的載波頻率為fI

，稱為中頻，該信號稱為中頻信號。如果中頻信號的頻率等于兩個輸入信號的頻率之和，稱為上混頻；如果中頻信號的頻率等于兩個輸入信號的頻率之差，稱為下混頻。如果本振信號由外部其他電路提供，則稱變頻電路為它激式混頻器，或簡稱為混頻器；如果所用本振信號是變頻電路自身產生，則稱為自激式混頻器，或簡稱為變頻器。其頻率變換過程如圖5?53所示。1.混頻器的主要性能指標1）混頻增益混頻增益是表征變頻器將輸入信號轉化成輸出中頻有用信號的能力的技術指標，如電壓或功率增益。定義為混頻器中頻輸出電壓振幅VI與高頻輸入信號電壓振幅VS

之比，即：上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾2）噪聲系數噪聲系數主要用于表征混頻器對噪聲的抑制能力。噪聲系數越大，說明混頻器抑制噪聲的能力就越強，混頻器的噪聲系數定義如下。3）失真與干擾變頻器的失真包括頻率失真和非線性失真。除此之外，還會產生各種非線性干擾，如組合頻率、交叉調制和互相調制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以，對混頻器不僅要求頻率特性好，還要求變頻器工作在非線性不太嚴重的區域，使之既能完成頻率變換，又能抑制各種干擾。4）選擇性混頻器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號（反映為中頻，即fI=fL?fc），而不應該有其他不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中，由于各種原因，總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾2.混頻器電路1）集成模擬相乘混頻器混頻器從頻譜的角度分析也屬于頻譜線性搬移電路，所以混頻器電路可以用具有頻譜搬移功能的相乘器來構成，其電路組成框圖如圖5?54所示。設輸入信號為普通調幅波和vL(t)=VLMcos(ωLt)，為本地振蕩信號，KM為相乘器的增益系數，則相乘器的輸出電壓為經中心頻率為fI

、帶寬為2F的帶通濾波器濾波后，得上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾由此可見，混頻器輸入的是普通調幅波，載頻為ωc

；混頻器輸出的依然為調幅波，載頻為中頻BG314構成的混頻電路，如圖5?55所示。如果本振電壓vL

、高頻信號電壓vS分別從4、9腳輸入，BG314的輸出端2、14腳間接LC諧振回路進行濾波，則輸出的就是需要的中頻vI

。模擬乘法器混頻的優點有：①混頻輸出電流頻譜純凈，組合頻率分量少，用于接收機時可大大減少寄生通道干擾；②對本振電壓的大小無嚴格限制，乘法混頻時，本振電壓幅度基本與輸出失真無關，但會影響中頻變頻增益；③當本振電壓幅度一定時，中頻輸出電壓幅度與輸入信號電壓幅度呈線性關系，并且允許輸入信號動態范圍較大，從而有利于減少交調和互調失真。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾2）二極管環形混頻器二極管相乘器電路都可以構成混頻器，在通信設備中廣泛采用二極管環形相乘器構成混頻器，稱為環形混頻器。它主要用于通信系統的微波波段，由兩個平衡混頻器組成，其電路如圖5?56所示。圖5?56中Tr1、Tr2為中心抽頭的寬頻帶變壓器。為了讓二極管工作在開關狀態，要求本振信號的功率必須足夠大。該電路的主要優點是工作頻帶寬，可達幾千兆赫茲，噪聲系數小，動態范圍大；但其主要缺點是混頻增益小于1。3）三極管混頻器晶體三極管屬于非線性器件，所以可以利用三極管的非線性特性來實現混頻，其混頻原理圖如圖5?57所示。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾在圖5?57中，本振電壓vL

、信號電壓vS

和直流電壓vBB

相加后，作用在晶體管的發射結，并利用三極管Ci與vBE

之間的非線性實現混頻。因為三極管的發射結相當于一個二極管，由二極管的相乘特性可知，流過三極管的基極電流里面一定有vS和vL

的基波的和頻與差頻。由此三極管的集電極電流里面也有vS

和vL

的基波的和頻與差頻，通過LC并聯諧振回路選出所需要的差頻fL?fc（中頻）信號，從而實現混頻。在三極管混頻電路中，本振電壓的注入方式有射極注入和基極串聯方式注入兩種，如圖5?58所示。基極注入時，vL本振功耗較小，但vS

與vL

兩回路耦合較緊，不利于各自電源電路的隔離，如調諧信號源諧振回路時會對本振諧振回路的諧振頻率產生影響。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾因為各個廣播電臺的節目信號的載頻都不相同，對同一個收音機來說，對不同頻率的信號的放大倍數是不相同的，甚至有的電臺的節目的載頻可能落在收音機放大器的通頻帶以外，無法接收到。因此需要一個電路來把所接收到的節目的載頻轉換為統一的中頻（465kHz），這樣所有的電臺節目信號接收下來后都能落在放大器的通頻帶內，而且都能得到同等的放大倍數，這個電路就是變頻電路。圖5?59為我國廣播收音機中波常用的混頻電路，該電路混頻和本振都由晶體三極管完成，沒有獨立的本振信號，所以又稱為變頻電路，輸出中頻為固定的465kHz。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾C1、C3

和變壓器1Tr的初級線圈構成收音機的調諧回路，用于選出所要接收的電臺節目，選出來的節目信號通過變壓器Tr1耦合傳輸到三極管的基極作為輸入的vS

。變壓器Tr2的次級線圈與電容C2

、C4

、C5

一起構成LC電感三端式振蕩器的選頻回路，這個選頻回路與晶體三極管一起構成LC電感三端式振蕩器，產生混頻所需要的本振信號vL。本振信號通過C7

在電阻R3上產生壓降vL

，從發射極注入本振信號。晶體三極管既是振蕩器的三極管同時還作為混頻器件，所以信號vS和vL

在晶體三極管里面混頻，三極管集電極的電流里就有vS

和vL的和頻、差頻。C8與Tr3構成中頻諧振回路，諧振頻率為465kHz，以選出所需要的中頻信號通過耦合傳輸給下一級功率放大器進行放大。C1、C2是一個雙聯電容，在改變接收信號的載頻fc的同時（選臺），也改變了本地振蕩器的振蕩頻率fL，從而保證了fL?fc始終等于465kHz。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾3.混頻干擾由于混頻器是非線性器件，其非線性在混頻過程中會產生一定的干擾，這些干擾主要有：信號與本振信號在混頻器里面混頻產生的干擾；干擾與信號在混頻器里生成新的頻率干擾；干擾信號與干擾信號在混頻器里產生新的頻率干擾。這些干擾頻率落在接收機的中頻放大器的通頻帶內，被中頻放大器放大后送到檢波器檢波以后在輸出級引起串音、嘯叫和各種噪音，嚴重影響接收機對所需信號的接收。1）組合頻率干擾組合頻率干擾是在無輸入干擾和噪聲情況下，僅由有用信號vS

和本振vL

通過頻率變換通道形成的組合頻率干擾。混頻時需要的是中頻fL?fc=fI，但是在有用信號與本振混頻時，由于非線性特性，會產生很多組合頻率，如果當fL?fc=fI以外的組合頻率也等于fI，或者落在中頻通道的通頻帶內時，在輸出端就一定會形成干擾。可證明當式（5?63）成立，如果能找到滿足條件的p和q的整數，就會形成組合頻率干擾。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾不過滿足條件的p和q的整數如果較大，形成的干擾也就很小，因為p和q越大，組合頻率分量就越弱。例如調幅廣播接收機的中頻為465kHz，某電臺的發射頻率為顯然，最小的無用組合干擾點發生在p＝1、q＝2時，即與中頻465kHz誤差3kHz，屬于中頻通頻帶內。462kHz的載波與465kHz同時加到檢波器上，將產生由載頻產生的465?462＝3kHz的固定差頻信號輸出，即出現屬于音頻頻率范圍內的嘯叫聲。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾組合頻率干擾由有用信號產生，與外界干擾信號無關，它不能靠提高前端電路的選擇性來減少干擾。減少干擾的具體方法有：①合理進行中頻和本振頻率的安排，提高最低干擾點的階數（q+p的值）；②優化混頻電路，使有用信號強度增強，無用信號強度減弱、分量減少。4.組合副波道干擾組合副波道干擾是指外來干擾電壓vn與本振電壓vL

，在混頻非線性作用下形成的中頻信號這個中頻信號不是需要的。很顯然組合副波道干擾是由于接收機前端選擇性不好，外界干擾信號竄入而引起的干擾。其中最強的組合副波道干擾是中頻干擾和鏡像干擾。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾1）中頻干擾在中，當p=0，q=1時，fn=fI。很顯然，當一種接近中頻的干擾信號一旦進入混頻器，可以直接通過混頻器進入中放電路，并被放大、解調后在輸出端形成干擾。為了抑制這種干擾，通常采取的措施是：提高混頻器前級的選擇性；在混頻器前級增加中頻吸收電路；合理選擇中頻數值，中頻選在工作波段之外。2）鏡像頻率干擾當干擾信號fn與有用信號fC關于本振信號fL

對稱時，干擾信號與本振信號混頻會剛好產生等于中頻頻率fI

的干擾信號，這種干擾叫鏡像干擾。鏡像干擾的頻率關系如圖5?60所示。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾抑制鏡像干擾的方法通常有：①提高混頻前級的選擇性；②提高中頻頻率，使鏡像干擾頻率遠離信號頻率。比如：中央臺第一套節目的載波為fc=639kHz，那么收音機在接收此節目時的本振頻率fL=fI+fc=639kHz+465kHz=1104kHz，如果有一外來電臺的頻率率

在混頻級之前沒有被抑制，則這個電臺進入混頻器后，混頻可得

，這個電臺的中頻將被選出進入后級輸出而形成鏡像干擾，產生串臺及嘯叫。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾3）交叉調制干擾交叉調制干擾是有用信號與干擾信號一起作用于混頻器時，由混頻器的非線性作用將干擾的調制信號調制到了中頻載波上，即將干擾的調制信號轉移到有用信號的載波上而形成的一種干擾。混頻器中，除了非線性器件的4次方項外，更高的偶次方項也可形成交調干擾，但幅值較小，一般可不考慮，由于混頻器正常工作的中頻是由二次項產生的，其中本振電壓占了一階，所以習慣上仍將4次方項產生的交調稱為三階交調。交調干擾的特點如下。（1）交調干擾與有用信號并存，通過有用信號而作用，一旦有用信號為零，交調干擾就消失。（2）與干擾的載頻無關，任何頻率的強干擾都可能形成交調干擾，所以交調干擾是危害較大的一種干擾。上一頁下一頁返回5.4混頻電路與混頻干擾（3）混頻器中，除了非線性特性的4次方項以外，更高的偶次方項也可以產生交調干擾，但一般由于幅值較小，可以