第11章 其他常用微波電路-魏峰

主講人：魏峰射頻/微波電路導論

第11章其他常用微波電路

11.1隔離器與環形器

11.2混頻器與檢波器

11.3倍頻器和分頻器

11.4開關與相移器11.1隔離器與環形器

隔離器又稱單向器，它是一種允許電磁波單向傳輸的兩端口器件，其示意圖如圖11-1所示。從端口①向端口②傳輸的正向電磁波衰減很小，而從端口②向端口①傳輸的反向波則有很大的衰減。在微波系統中，經常把隔離器接在信號發生器與負載網絡之間，以改善源與負載的匹配。這樣可以使得來自負載的反射功率不能返回發生器輸入端，避免負載阻抗改變而引起的發生器輸出功率和工作頻率的改變。

常用的環行器是三端口元件，信號傳輸可以是順時針方向，也可是逆時針方向。環行器可以用作隔離器，更多場合是與其他電子器件一起構成微波電路。 一般地，隔離器和環行器是在微波結構中放入鐵氧體材料，外加恒定磁場，在這個區域構成各向異性介質。電磁波在這種媒體中三個方向的傳輸常數是不同的，從而可實現單向傳輸。鐵氧體材料是一種電子陶瓷，材料配方和工藝多種多樣，隨鐵氧體的使用場合而定。11.1.1隔離器的技術指標 隔離器和環行器的技術指標是：工作頻帶、最大正向衰減量α+、最小反向衰減量α-、正反向駐波比、功率容量等。這些指標的定義在前述各種電路中都遇到過，在此不再贅述。 好的指標是正向衰減盡可能小（0.5dB以下），反向衰減盡可能大(25dB以上)，駐波比盡可能小（1.2以下），頻帶和功率容量滿足整機要求。11.1.2隔離器的原理從原理上講，不論是縱向磁化鐵氧體還是橫向磁化鐵氧體都有可能實現單方向的隔離作用，因此將它填充于各種傳輸線段中，形成不同的隔離器。1.諧振式隔離器1)波導結構 波導型諧振式隔離器的基本原理是鐵磁諧振效應。在鐵磁諧振頻率附近（ω=ω0），橫向磁化的鐵氧體強烈地吸收右旋圓極化波的能量，而使右旋波受到很大的衰減，左旋波損耗很小。如圖11-2所示，鐵氧體片在矩形波導內的位置應該是電磁波磁場為圓極化的地方，矩形波導中ＴＥ10模的磁場分布，沿正z方向為圖（b），沿負z方向為圖（c）。理想情況下，正向無衰減，反向無傳輸。

圖11-2波導諧振式隔離器

2)微帶型 微帶結構在微波電路中用途很廣。圖11-3是微帶型鐵氧體諧振式隔離器。由于諧振原理，這種隔離器的頻帶比較窄，一般不超過中心頻率的10％。

圖11-3微帶型諧振式隔離器 橫向偏置的鐵氧體條置于微帶線旁，電磁波磁場圓極化方向與鐵氧體內感應電流引起的磁場一致，電磁波交給鐵氧體能量，鐵氧體發熱。 2.場移式隔離器 1)波導結構

如圖11-4所示，矩形波導中TE10模磁場為圓極化，在x1處放置一塊鐵氧體片，并加有垂直于波導寬壁的橫向恒定磁場H0（負y方向），在鐵氧體片面向寬壁中線的一側再附加一片薄的吸收片。圖11-4波導場移式隔離器(a)結構示意圖；(b)電場分布

場移式隔離器的工作原理與諧振式的不同，區別在于它不是工作在ω=ω0的諧振區，而是工作在ω0/ω＜1的低場區，即外加磁場H0小于諧振時的磁場。鐵氧體顯示出“抗磁”性質，對微波磁場起排斥作用。所以，對右旋波來說，鐵氧體內部的電磁場強很弱，電磁能量主要在鐵氧體外邊的波導管內傳輸，電場分量Ey在鐵氧體內側與空氣的交界面上為最小值，而對于左旋波，由于鐵氧體的介電常數較大，電磁場集中于鐵氧體片內部及其附近傳輸，在鐵氧體內側與空氣的交界面上，電場強度Ey有最大值，這種場分布的差異稱為場移效應，如圖11-4(b)所示。 2)微帶型 如圖11-5所示的鐵氧體表面的微帶線在偏置磁場作用下，電磁場會偏離中心向一邊移動，在微帶線旁放置一塊吸波材料，就會吸收電磁波的能量。如果將偏置磁場改變方向或電磁波從另一方向來，則不會有影響。現有場移式隔離器指標為6.0～12GHz，反向衰減20dB，正向衰減1.5dB，比諧振式隔離器頻帶寬。

圖11-5微帶場移式隔離器 與諧振式隔離器相比較，場移式隔離器的優點是所需偏置磁場H0的值較低，減輕了磁鐵的重量，有利于做出更高頻率的隔離器。缺點是損耗發生在很薄的吸收片中，散熱受到限制，能承受的功率有限。 3.法拉第旋轉式隔離器

波導型法拉第旋轉式隔離器如圖11-6所示。圖中1和6是矩形波導，它們的橫截面互成45°的角。7和8是吸收薄片，也互成45°的夾角。2和5是矩形波導ＴＥ10模到圓波導TE11模的轉換器。4是產生縱向磁場的螺線線圈。3是兩端做成錐形的鐵氧體圓桿。選擇鐵氧體的長度l和縱向恒磁場H0的大小，使得經過圓波導后電磁波的極化面有45°的旋轉。圖11-6法拉第旋轉式隔離器

11.1.3環行器 環行器是一個多端口器件，其中電磁波的傳輸只能沿單方向環行，例如在圖11-7中，信號只能沿①→②→③→④→①方向傳輸，反方向是隔離的。在近代雷達和微波多路通信系統中都要用單方向環行特性的器件。在微波多路通信系統中，用環行器可以把不同頻率的信號分隔開，如圖11-8所示，不同頻率的信號由環行器Ⅰ的①臂進入②臂，接在②臂上的帶通濾波器F1只允許頻率為f1±Δf的信號通過，其余頻率的信號全部被反射進入③臂，濾波器F2通過了頻率為f2±Δf的信號并反射其余頻率的信號。這些信號通過④臂進入環行器Ⅱ的①臂……于是可以依次將不同頻率的信號分隔開。圖11-7四端口環行器示意圖圖11-8用環行器分隔出不同頻率信號

環行器的原理依然是磁場偏置鐵氧體材料各向異性特性。微波結構有微帶式、波導式、帶狀線和同軸式，其中以微帶三端環行器用的最多，微帶環行器結構如圖11-9所示，用鐵氧體材料作介質，上置導帶結構，加恒定磁場Hdc，就具有環行特性。如果改變偏置磁場的方向，環行方向就會改變。圖11-9微帶環行器結構 下面給出常用結構和用途示例，如圖11-10和圖11-11所示。 圖11-10鐵氧體環行器（a）三端環行器示意圖;（b）波導結構;（c）微帶結構 圖11-11鐵氧體環行器應用（a）用作隔離器;（b）用作雙工器;（c）用作移相器;（d）用于注入鎖定放大器11.2混頻器與檢波器

混頻器和檢波器是頻率變換電路。混頻器是超外差接收機和測量儀器的前端電路，與本振源結合，把信號源頻率降為中頻信號，送入中頻處理電路。檢波器直接提取信號包絡，通常用于功率檢測。11.2.1混頻器的主要技術指標 混頻器是前端電路，其性能指標直接關系到接收機的特性。 (1)變頻損耗。 盡管混頻器的器件工作方式是幅度非線性，但我們希望它是一個線性移頻器。變頻后的輸出信號的幅度變化就是變頻損耗或增益。一般地，無源混頻器都是變頻損耗。二極管混頻器的變頻損耗包括混合網絡損耗（1.5dB左右）、邊帶損耗（3dB左右）、諧波損耗（1dB左右）和二極管電阻損耗（1.5dB左右），典型值為7dB左右。(2)噪聲系數: 描述信號經過混頻器后質量變壞的程度，定義為輸入信號的信噪比與輸出信號的信噪比的比值。這個值的大小主要取決于變頻損耗，還與電路的結構有關。肖特基二極管的導通電流直接影響混頻器的白噪聲，這個白噪聲隨電路的不同而不同，在混頻器的變頻損耗上增加一個小量。如變頻損耗為6dB，白噪聲為0.413dB，則噪聲系數為6.413dB。 這種增加量隨本振功率的變化不是線性的。表11-1給出雙平衡混頻器的本振功率與噪聲系數、變頻損耗之間的典型關系。可以看出，混頻器性能與本振功率有最佳值。

表11-1雙平衡混頻器本振與特性關系(3)線性特性。 1dB壓縮點:與第8章的定義相同。在輸入射頻信號的某個值上，輸出中頻信號不再線性增加，而是快速趨于飽和。拐點與線性增加相差1dB的信號電平。混頻器的1dB壓縮點與本振功率有關，因為混頻器是本振功率驅動的非線性電阻變頻電路。對于雙平衡混頻器，1dB壓縮點比本振功率低6dB。 1dB減敏點:描述混頻器的靈敏度遲鈍的特性，與1dB壓縮點有關，也是雷達近距離盲區的機理。對于雙平衡混頻器，1dB減敏點比1dB壓縮點低2～3dB。

動態范圍:最小靈敏度與1dB壓縮點的距離，用dB表示。通常的動態范圍要大于60dB。動態范圍的提高，意味著系統的成本大幅度增加。 諧波交調：與本振和信號有關的交調雜波輸出。 三階交調：輸入兩個信號時的IP3，定義為1dB壓縮點與三階輸出功率線的距離。 (4)本振功率。混頻器的指標受本振功率控制。若本振功率不夠，混頻器就達不到預定指標。產品混頻器都是按功率dBm值分類的，如7dBm、10dBm、17dBm本振（LO）。(5)端口隔離。三個端口LO、RF、IF頻率不同，互相隔離指標，dB越高越好。端口隔離與電路設計、結構、器件和信號電平有關，一般要大于20dB。(6)端口VSWR。三個端口的駐波比越小越好。尤其是RF口，它會影響到整機靈敏度。(7)直流極性。一般地，射頻和本振同相時，混頻器的直流成分是負極性。(8)功率消耗。功耗是所有電池供電設備的首要設計因素。無源混頻器消耗LO功率，而LO消耗直流功率，LO功率越大，消耗直流功率越多。混頻器的輸出阻抗對中放的要求也會影響中放的直流功耗。 11.2.2混頻器的原理與設計

1.混頻器的原理 理想的混頻器是一個開關或乘法器，如圖11-12所示，本振激勵信號（LO，fp）和載有調制信息的接收信號（RF，fs）經過乘法器后得到許多頻率成分的組合，經過一個濾波器后得到中頻信號（IF，fIF）。圖11-12理想混頻器

通常，RF的功率比LO的小的多，不考慮調制信號的影響，乘法器的輸出頻率為

fd=nfp±fs（11-1） 微波工程中，可能的輸出信號為三個頻率之一: 差頻或超外差fIF=fp-fs 諧波混頻fIF=nfp-fs 和頻或上變頻fIF=fp+fs 最關心的是超外差頻率，絕大部分接收機都是超外差工作，采用中頻濾波器取出差頻，反射和頻，使和頻信號回到混頻器再次混頻。外差混頻器的頻譜如圖11-13所示，RF的頻率關于LO的頻率對稱點為RF的鏡頻。鏡頻的功率和信號的功率相同，由于鏡頻與信號的頻率很近，可以進入信號通道而消耗在信號源內阻。恰當處理鏡頻，能夠改善混頻器的指標。

圖11-13超外差混頻器的頻譜 LO控制的開關特性可以用幾種電子器件構成，肖特基二極管在LO的正半周低阻，負半周高阻近似為開關。在FET中，改變柵源電壓的極性，漏源之間的電阻可以從幾歐姆變到幾千歐姆。在射頻或微波低端，FET可以不要DC偏置，而工作于無源狀態。BJT混頻器與FET類似。 根據開關器件的數量和連接方式，混頻器可以分為三種:單端、單平衡、雙平衡。圖11-14是三種混頻器的原理結構。微波實現方式就是要用微波傳輸線結構完成各耦合電路和輸出濾波器，耦合電路和輸出濾波器具有各端口的隔離作用。

圖11-14三種混頻器的原理結構 單端混頻器的優點如下： (1)結構簡單，成本低，在微波頻率高端，混合電路難于實現的情況下更有優勢。 (2)變頻損耗小，只有一個管子消耗功率。 (3)本振功率小，只需驅動一個開關管。 (4)容易DC偏置，進一步降低本振功率。

單端混頻器的缺點如下: (1)對輸入阻抗敏感。 (2)不能抑制雜波和部分諧波。 (3)不能容忍大功率。 (4)工作頻帶窄。 (5)隔離較差。 單平衡混頻器和雙平衡混頻器的優缺點與單端混頻器相反。根據整機要求，選擇合適的混頻器結構，再進行詳細設計。 2.單端混頻器設計 經典的單端混頻器在寬頻帶、大動態的現代微波系統中極少使用，但在毫米波段和應用微波系統中還有不少使用場合。設計的主要內容就是為三個信號提供通道，如圖11-15所示。圖11-15單端混頻器原理和微帶結構 (a)基本原理；圖11-15單端混頻器原理和微帶結構(b)微帶原理；圖11-15單端混頻器原理和微帶結構 (c)微帶實現

單端混頻器的設計困難是輸入端的匹配，二極管的非線性特性使得混頻器的輸入阻抗是時變的，無法用網絡分析儀測出靜態阻抗，只能得到折中的估計值。3.單平衡混頻器設計 單平衡混頻器的優點在于抑制本振噪聲，抵消部分諧波。以本振功率的增加來提高動態范圍，要用到平衡混合網絡，這會帶來一定的損耗。 常用的平衡混合網絡為180°和90°兩種。微波結構在5GHz以上用分支線或環行橋，5GHz以下用變壓器網絡，微封裝結構指標好。毫米波段用波導正交場或MMIC。單平衡混頻器的原理如圖11-16所示。 分支線和環行橋的原理見第8章。圖11-17為兩種常用的微帶混頻器。表11-2歸納出了常用微帶混合電路的特性。表11-2常用微帶混合電路的特性表略圖11-16單平衡混頻器原理圖11-17兩種常用的微帶混頻器 4.雙平衡混頻器設計 在微波低端使用最多的是微封裝雙平衡混頻器。這種混頻器隔離度好，雜波抑制好，動態范圍大，尺寸小，性能穩定，便于大批量生產。缺點是本振功率大，變頻損耗比較大。 典型的雙平衡混頻器如圖11-18所示，四只二極管為集成芯片，變壓器耦合網絡尺寸很小，結構緊湊，匹配良好。對于LO信號，端口RF+和RF-為虛地點，不會有LO進入RF回路。同樣，RF信號不會進入LO回路，隔離可達到40dB。圖11-18環形雙平衡混頻器 雙平衡混頻器的開關輸出波形如圖11-19所示，圖（a）是IF抽頭處波形，圖(b)是中頻濾波器后波形，包絡始終沒變化。

圖11-19雙平衡混頻器的開關輸出波形 四個二極管也可以星形連接，如圖11-20所示。圖11-20星形雙平衡混頻器 為了提高動態范圍，增加承受功率，加大隔離，每個臂上的二極管可以用一個元件組取代，帶來的缺點是本振功率的增加。圖11-21給出不同結構及其所要求的本振功率。圖11-21幾種臂元件組合所需本振功率 微波頻率提高后，變壓器網絡可以用傳輸線來實現。圖11-22為用傳輸線實現變壓器的原理。槽線、鰭線等具有對稱性的傳輸線都可以做混合網絡。但是，中間抽頭不好找、中頻輸出濾波不好實現等困難，使得傳輸線結構的雙平衡混頻器的指標比不上變壓器結構。因此，5GHz以上頻率大量使用前述單平衡混頻器。圖11-22用傳輸線實現變壓器圖11-23晶體管IC型雙平衡混頻器 5.晶體管雙平衡混頻器 晶體管IC型雙平衡混頻器如圖11-23所示。RF加在V1和V2之間，LO加在V3、V4、V5、V6上，起開關作用。這種混頻器在射頻段有10dB以上的增益，靈敏度高，噪聲為5dB左右，到了微波頻段噪聲較大。隨著微電子技術的發展，將會有大量產品可使用。 6.場效應管混頻器 FET混頻器的增益和噪聲都比較好。基于FET的MMIC有源混頻器已經有廣泛的使用。前述二極管混頻器有兩個特點:可用一階近似進行線性分析;實際中二極管混頻器與電路設計關系不大。FET有源混頻器不具備上述特點，分析時除了小信號條件外，還要用其他非線性設計工具，噪聲分析更加復雜。因為二極管的電導是指數函數，而FET是平方函數，后者的頻率成分更多。 圖11-24是FET混頻器的兩個基本結構。 11.2.3檢波器的原理與設計 一般地，檢波器是實現峰值包絡檢波的電路，輸出信號與輸入信號的包絡相同。圖11-27所示是三種信號的檢波輸出。作檢波時，肖特基勢壘二極管伏安特性近似為平方關系，檢波輸出電流與輸入信號電壓幅度的平方成正比。因此，常用檢波電流的大小檢示輸入信號功率的大小。

圖11-27三種信號的檢波輸出（a）連續波輸出為直流;（b）數字調幅輸出數字信號;（c）模擬調幅輸出模擬信號 1.關于靈敏度的幾個問題 1)靈敏度 靈敏度定義為輸出電流與輸入功率之比。一般地，檢波輸出信號的頻率小于1MHz時，閃爍噪聲對檢波靈敏度的影響較大。閃爍噪聲又稱為1/f噪聲，由半導體工藝或表面處理引起，噪聲功率與頻率成反比。為了避免這個影響，采用混頻器構成超外差接收機，30MHz或70MHz中頻放大后再檢波。這并不影響微波檢波器的使用，大部分情況下，檢波器用于功率檢示，輸入功率較強，檢波靈敏度能滿足設備要求。 2)標稱可檢功率（NDS） 標稱可檢功率是輸出信噪比為1時的輸入信號功率。它不僅與檢波器的靈敏度有關，還與后續視頻放大器的噪聲和頻帶有關。測量方法為：不加微波功率，測出放大器輸出功率（噪聲功率）、輸入微波功率，使輸出功率增加1倍時的輸入功率為NDS。 3)正切靈敏度（TSS）

輸入脈沖調幅的微波信號，檢波后為方波。調整輸入信號的幅度，輸出信號在示波器上顯示為圖11-28所示形狀時的輸入信號功率即為TSS。圖中曲線為沒有脈沖時的最高噪聲峰值和有脈沖時的最低噪聲峰值在同一水平時的情況。顯然，這個測試隨測量者不同，有偏差，是個難于嚴格定量的值。但TSS概念清晰，使用方便，在工程中得到了普遍使用。TSS也常用于接收機的靈敏度描述。

TSS比NDS高4dB，如NDS＝－90dBm，則TSS＝－86dBm。

圖11-28TSS測量 2.注意事項 為了提高檢波器的靈敏度，設計時應注意： (1)選擇低勢壘二極管，用于檢波比混頻的肖特基二極管勢壘要低，小信號下能產生足夠大的電流。 (2)選用截止頻率高的二極管，寄生參數的影響小。 (3)加正向偏置電流，打通二極管，這樣可節省微波功率，提高靈敏度。 (4)用于測試系統的檢波器或其他場合的寬頻帶檢波器，增加匹配元件或頻帶均衡電阻網絡，靈敏度會降低。 3.檢波器電路 圖11-29給出了常見的三種結構檢波器電路。圖（a）為寬頻帶微帶線檢波器，如果是窄帶的，也可用集總參數電阻和電容，配合平行耦合線用于微帶電路模塊;圖（b）為調諧式波導檢波器，頻帶窄;圖（c）為寬頻帶同軸檢波器，廣泛用于測試系統。

圖11-29微波檢波器電路(a)寬頻帶微帶線檢波器；(b)調諧式波導檢波器；(c)寬頻帶同軸檢波器11.3倍頻器和分頻器

11.3.1倍頻器 倍頻器輸入信號為f0，輸出信號為nf0，使用的器件是變容二極管。微波電路包括輸入端低通濾波器和匹配電路，輸出端帶通濾波器和匹配電路，如圖11-30所示。圖11-30倍頻器基本結構

射頻/微波倍頻器分成兩類：低次倍頻器和高次倍頻器。 低次倍頻器的單級倍數n不超過5。使用的器件為變容二極管，倍頻次數增加后，倍頻效率和輸出功率將迅速降低(二倍頻效率為50％以上，三倍頻效率為40％以上)。如需高次倍頻時，必須做成多級倍頻鏈，使其中每一單級仍為低次倍頻。高次倍頻器的單級倍頻次數可達10～20以上，倍頻使用的器件是階躍恢復二極管(電荷儲存二極管)。在高次倍頻時，倍頻效率約為1/n。因為倍頻次數高，可由幾十兆赫茲的石英晶體振蕩器一次倍頻至微波，得到很穩定的頻率輸出。這種倍頻器輸出功率比較小，通常在幾瓦以下，但利用階躍管進行低次倍頻時，輸出功率在L波段也可達15W以上。 1.變容二極管 變容二極管的特點是非線性電抗元件，損耗小、噪聲低，可用于諧波倍頻、壓控調諧、參量放大、混頻或檢波。目前使用最多的只是倍頻和調諧。 圖11-26（b）所示肖特基勢壘二極管的反向結電容隨電壓的變化就是變容管特性，變容管的電容與反向電壓的關系為（11-2）

式中，Cj0是零偏壓時結電容，φ為結勢壘電勢，m為等級因子。圖11-26（d）所列的不同半導體材料都可用作變容管，只是三個參量不同。不同用途的變容管，m值不同。 m=1/3時為線性變容管，實現低次倍頻或調諧。m=1/2時為階躍回復二極管，實現高次倍頻或低次倍頻。 大多數情況下，變容管的m=1/2～1/3。變容管的等效電路為一個電阻與可變電容的串聯，如圖11-30所示，最大工作頻率與串聯電阻有關，電阻越小越好。圖11-31給出變容管的電容曲線和泵源（大功率交流信號）作用下變容管的結電容曲線，非線性效果較明顯。

圖11-31泵源作用下的結電容

2.門—羅關系 在輸入信號激勵下，變容管上存在許多頻率成分，除輸入和輸出有用信號外，其余頻率稱為空閑頻率。這些空閑頻率對于器件的工作是必不可少的。為了保證倍頻器工作，必須使一些空閑頻率諧波有電流。這個回路通常是短路諧振器，在所關心的頻率上電流最大。 門-羅（Manley-Rowe）關系描述理想電抗元件上的諧波成分及其占有的功率。這種關系便于直觀理解倍頻器、變頻器、分頻器和參放的工作原理。用兩個信號fp和fs來激勵變容管，則有

倍頻器m=0，輸入為fp，輸出為nfp，P1+Pn=0，理論效率為100％。

參量放大器和變頻器m=1，泵源fp的功率比信號fs的功率大的多，忽略信號功率，且只取和頻fp+fs，則轉換增益為（11-3）

3.倍頻器設計 變容二極管倍頻器的常用電路如圖11-32所示，圖(a)為電流激勵，圖(b)為電壓激勵。在電流激勵形式中，濾波器F1對輸入頻率為短路，對其他頻率為開路，濾波器FN則對輸出頻率為短路，對其他頻率為開路；在電壓激勵中，F1對輸入頻率、FN對輸出頻率為開路，對其他頻率為短路。圖11-32變容二極管倍頻器的電路原理圖

電流激勵的倍頻器電路，變容管一端可接地而利于散熱，故作功率容量較大的低次倍頻時，宜于采用電流激勵。用階躍管作高次倍頻時，因其處理的功率較小，一般采用電壓激勵形式。 構成倍頻器時，應注意以下幾個問題： (1)變容管的工作狀態要合理選擇，以得到較高的倍頻效率和輸出較大的功率。由于變容管倍頻是利用其電容的非線性變化來得到輸入信號的諧波的，如果使微波信號在一個周期的部分時間中進入正向狀態，甚至超過PN結的接觸電位，則倍頻效率可大大提高，因為由反向狀態較小的結電容至正向狀態較大的擴散電容，電容量有一個較陡峭的變化，有利于提高變容管的倍頻能力。但是，過激勵太過分時，PN結的結電阻產生的損耗也會降低倍頻效率，故對一定的微波輸入功率需調節變容管的偏壓使其工作于最佳狀態。

(2)變容管兩側的輸入/輸出回路分別與基波信號源和諧波輸出負載連接。為了提高倍頻效率，減少不必要的損耗，盡量消除不同頻率之間的相互干擾，要求輸入/輸出電路之間的相互影響盡量小。特別是倍頻器的輸入信號不允許泄漏到輸出負載，而其倍頻輸出信號也不允許反過來向輸入信號源泄漏。為此，在輸入信號源之后及輸出負載之前分別接有濾波器F1及FN。此外，在濾波器F1、FＮ和變容管之間，還應加接調諧電抗L1和LN。 因為輸入電路和輸出電路接在一起，彼此總有影響，為使輸出電路對輸入電路呈現的輸入電抗符合輸入電路的需要，故在輸入電路中加接調節電抗L1加以控制。同理，在輸出電路中加接LＮ是為了調節輸入回路影響到輸出電路的等效電抗。 (3)為了在輸入頻率和輸出頻率上得到最大功率傳輸，以實現較大的倍頻功率輸出，要求對兩個不同頻率都分別做到匹配，即輸入電路在輸入頻率上匹配，輸出電路在輸出頻率上匹配。 (4)當倍頻次數N＞2時，為了進一步提高倍頻效率，除調諧于輸入頻率和輸出頻率的電路以外，最好附加一個到幾個調諧于其他諧波頻率的電路，但這些頻率皆低于輸出頻率，稱為空閑電路。由于空閑電路的作用，把一個或幾個諧波信號的能量利用起來，再加到變容管這個非線性元件上，經過倍頻或混頻的作用，使輸出頻率的信號的能量加大，這樣就把空閑頻率的能量加以利用而增大了輸出。 (5)變容管的封裝參量Ls、Cb對電路的影響也不小，在進行電路設計時，應將它們包含進去。

4.階躍管高次倍頻器 階躍恢復二極管(簡稱階躍管，又稱電荷儲存二極管)是利用電荷儲存作用而產生高效率倍頻的特殊變容管。m=1/9~1/16，C≈Cj0，在大功率激勵下，相當于一個電抗開關。工作頻率范圍可從幾十MHz至幾十GHz。這種倍頻器結構簡單，效率高，性能穩定，作為小功率微波信號源是比較合適的，并且可以一次直接從幾十MHz的石英晶體振蕩器倍頻到微波頻率，得到很高的頻率穩定度。

階躍管還可用于梳狀頻譜發生器或作為頻率標記。因為由階躍管倍頻產生的一系列譜線相隔均勻(均等于基波頻率)，可用來校正接收機的頻率，也可作為鎖相系統中的參考信號。階躍二極管也可用來產生寬度極窄的脈沖(脈沖寬度可窄到幾十微微秒)，在毫微秒脈沖示波器、取樣示波器等脈沖技術領域得到應用。 最簡單的階躍恢復二極管是一個PN結，但與檢波管或高速開關管不同。正弦波電壓對它們進行激勵時，得到的電流波形不同，如圖11-33(b)、(c)所示。其中(b)為一般PN結二極管的電流波形，依循正向導通、反向截止的規律；而(c)為階躍管的電流波形，其特點是電壓進入反向時，電流并不立即截止，而是有很大的反向電流繼續流通，直到時刻ta，才以很陡峭的速度趨于截止狀態。產生這種特性是和階躍管本身特點有關的。 圖11-33階躍恢復管的電流波形激勵電壓波形；(b)檢波管或高速開關管電流波形；(c)階躍管的電流波形 階躍恢復二極管倍頻器的構成框圖及其各級產生的波形如圖11-34所示。圖11-34階躍恢復二極管倍頻器構成框圖及其各級產生的波形

頻率為f0的輸入信號把能量送到階躍管的脈沖發生器電路。該電路將每一輸入周期的能量變換為一個狹窄的大幅度的脈沖。此脈沖能量激發線性諧振電路。該電路把脈沖再變換為輸出頻率fN=Nf0的衰減振蕩波形。最后，此衰減振蕩經帶通濾波器濾去不必要的諧波，即可在負載上得到基本上純的輸出頻率等幅波。 5.倍頻器電路 低次倍頻n=2～4，已有商業化集成產品選擇，尺寸很小，使用方便。 下面給出幾種微波倍頻器的電路結構，供參考。圖11-35是微帶線六倍頻器，1、2、3為輸入端匹配和低通，4為變容管，5、6、7、8為輸出端匹配帶通，9、10為直流偏置。倍頻次數和電路拓撲關系不大，只是圖中輸出帶通濾波器7的中心頻率不同。工作頻率變化，電路拓撲也不變，只調整輸入和輸出回路即可。圖11-35微帶線六倍頻器11.3.2分頻器 分頻器主要用于鎖相環和頻率合成器中。圖11-36是基本頻率變換關系，輸入為f0，輸出為f0/N，設法實現圖中的頻率變換關系是設計分頻器的基本思路。

圖11-36分頻器功能 完成這個功能的常用方法是反饋混頻法或使用再生分頻器，電路結構如圖11-37所示，分頻器的分頻比取決于兩個帶通濾波器的選擇性。混頻器RF端功率大，LO端功率小，相當于接收機的本振與信號對調，輸出頻率與分頻比的關系為(11-4)圖11-37頻率再生式分頻器11.4開關與相移器 11.4.1開關 構成開關的器件有鐵氧體、PIN管、FET或BJT。鐵氧體和PIN是經典的開關器件，表11-3給出了兩種器件的性能比較，鐵氧體的特點是功率大、插損小，PIN的特點是快速，成本低。FET或BJT有增益，已經成為中、小功率開關的主要器件。各種器件的開關都有自己的使用場合。表11-3開關器件的性能比較 開關在射頻/微波系統中有著廣泛的用途，如時分多工器、時分通道選擇、脈沖調制、收發開關、波束調整等。開關的指標比較簡單，接通損耗盡可能小，關斷損耗盡可能大，頻帶和功率滿足系統要求。

1.開關的基本原理 1)開關器件原理 鐵氧體開關的原理是改變偏置磁場方向，實現導磁率的改變，改變了信號的傳輸常數，以達到開關目的。PIN管在正反向低頻信號作用下，對微波信號有開關作用。正向偏置時對微波信號的衰減很小（0.5dB），反向偏置時對微波信號的衰減很大（25dB）。 BJT和FET開關的原理與低頻三極管開關的原理相同，基極（柵極）的控制信號決定集電極（漏極）和發射極（源極）的通斷。放大器有增益，反向隔離大，特別適合于MMIC開關。 MEMS微機械電路是近年發展起來的一種新型器件，在濾波器中有簡單介紹，也可以用作開關器件。 2)微波開關電路 開關器件與微波傳輸線的結合就構成微波開關組件。各種開關器件與微波電路的連接形式的等效電路相同。下面以PIN管為例介紹常用開關電路。開關按照接口數量定義，代號為PT，如單刀單擲(SPST)、單刀雙擲（SPDT）、雙刀雙擲（DPDT）、單刀六擲（SP6T）等。 圖11-38是SPDT的兩種形式。每個電路中的兩個PIN管的偏置始終是相反的。圖11-38（a）中，若VD1通VD2斷，VD1經過四分之一波長，在輸入節點等效為開路，VD2無影響，輸入信號進入2，反之，開關撥向1。圖(b)中，若VD1通VD2斷，輸入信號進入1，反之，開關撥向2。圖11-38單刀雙擲（SPDT）開關(a)并聯型;(b)串聯型

圖11-39、圖11-40、圖11-41是幾種常用開關的拓撲結構。 這些電路的微波設計要考慮開關的寄生參數設計匹配網絡，還要考慮器件的安裝尺寸。

圖11-39串并聯復合開關（a）SPST;（b）SP3T圖11-40多擲開關

(a)雙刀雙擲（DPDT）開關; 圖11-40多擲開關

(b)單刀四擲（SP4T）開關; 圖11-40多擲開關（c）單刀六擲（SP6T）開關圖11-41大功率寬帶開關 2.開關驅動 任何一種開關都有相應的驅動電路。驅動電路實際上是一個脈沖放大器，把控制信號(通常為T