電子及基礎應用 1

第2章直流-直流變換電路

概述一、直流-直流變換的定義及分類

直流-直流變換電路（DC-DCConverter）的功能是將一組電參數的直流電能變換為另一組電參數直流電能的電路，包括直接直流變換電路和間接直流變換電路。

直接直流變換——斬波電路

帶隔離的直流-直流變換電路——直-交-直電路。

習慣上，DC-DC變換器包括以上兩種情況，且甚至更多地指后一種情況。二、常見的直流變換方法分析模擬電子學的方法也能進行直流電能的變換，但這些變換損耗很大。

現代的DC-DC變換電路普遍應用開關變換技術，大大提高了變換效率，這種變換器常常被稱為開關變換器或開關電源。電阻分壓和串聯線性直流變換改變電壓的方式及損耗分析三、電力電子變流電路幾個常用的基本概念周期：電力電子器件的開關周期，用Ts表示。頻率：電力電子器件的開關頻率，用f或

fs表示。占空比（DutyCycle，簡稱D）：電力電子開關的導通時間

ton與開關周期

Ts的比值：D=ton/Ts。脈沖寬度調制（PWM）：Ts不變，改變

ton的控制方式，脈沖頻率調制（PFM）：ton不變，調節

Ts（也就是改變頻率）的控制方式。2.1基本斬波電路2.1.1降壓斬波電路——BUCK電路

降壓斬波電路也稱Buck電路，是輸入輸出非隔離DC-DC變換電路中常用的一種功率變換電路，其功能是將某一電壓等級的直流輸入電壓變換為另一更低等級固定直流電壓或可調直流電壓的電力電子變換電路。一、電路結構及原理Uo=DUd開關開通時開關關斷時由于在一個周期中，電感電流凈增長為零，則得到：

上式表明：電力由于在一個周期中，電感電流凈增長為零，則得到：電子電路穩態工作時，一個開關周期內電感電壓的伏秒面積為零，亦即電感電壓平均值為零。這意味著，在一個開關周期內，電感電壓的正伏秒面積等于其負伏秒面積，這就是電感的伏秒面積平衡，如圖所示。化簡得：忽略損耗，輸入/輸出平均電流的關系為電感電流的脈動值為電感電流的脈動造成輸出電容的充放電，形成紋波電壓

電路穩態工作時，電容電流的安秒面積在一個開關周期內為零，亦即電容電流的平均值為零。這意味著，在一個開關周期內，電容電流的正安秒面積等于其負安秒面積，這就是電容的安秒面積平衡。電感電流臨界連續電感電流斷續前面分析了Buck電路電感電流連續模式時的工作狀態（簡稱CCM），這種狀態的特點是電感電流始終大于零。隨著電感電流的減小，出現一個周期內電感電流的起始點和終點可能正好處于零位，如圖所示，這種狀態稱為電感電流臨界連續。如果電感電流繼續減小，則會出現圖示的在一個周期結束之前電感電流已經下降為零，這種狀態稱為電感電流斷續模式（DCM）。由于脈動電感電流在一個周期內的平均值為輸出負載電流，所以隨著負載電流的減小，電感電流可能出現斷續。2.1.2升壓斬波電路（BoostConverter）在電感電流連續模式下，輸入輸出電壓滿足關系式：由于占空比0＜D＜1，所以輸出電壓高于輸入電壓，因此稱為升壓變換電路。當MOSFET開通時，電感充電儲能，其電流線性上升，在此期間，負載電流由電容C放電提供。開關導通期間：開關關斷期間：根據一個周期內電感滿足的伏秒積為零的結論，得到：忽略電路工作時的損耗，輸入功率等于輸出功率：Ui

Ii

=UoIo得到輸入電流和輸出電流的關系式為：電感電流脈動量峰-峰值為

考慮到輸出電壓脈動很小，一周期內電容充放電平衡，根據圖中的ic波形，開關導通期間，電容C提供負載電流，其端電壓由正峰值下降到負峰值，?Q對應的時間為ton，與Buck電路的分析類似，電容電壓紋波峰-峰值為：與Buck電路類似，電感電流也存在連續、臨界連續和斷續的模式。2.1.3電流可逆斬波電路

VT1和VD1構成降壓斬波電路，由電源向直流電動機供電，電動機為電動運行，工作于第1象限；VT2和VD2構成升壓斬波電路，把直流電動機的動能轉變為電能反饋到電源，使電動機作再生制動運行，工作于第2象限。電流可逆斬波電路為降壓斬波電路與升壓斬波電路組合，此電路電動機的電樞電流可正可負，但電壓只能是一種極性，故其可工作于第1象限和第2象限。當電路只做降壓斬波器運行時，VT2和VD2總處于斷態；只做升壓斬波器運行時，則VT1和VD1總處于斷態。注意：若VT1和VT2同時導通，將導致電源短路，進而會損壞電路中的開關器件或電源，因此必須防止出現這種情況。

第三種工作方式，即在一個周期內交替地作為降壓斬波電路和升壓斬波電路工作。在這種工作方式下，當降壓斬波電路或升壓斬波電路的電流斷續而為零時，使另一個斬波電路工作，讓電流反方向流過，這樣，電動機電樞回路總有電流流過。

例如，當降壓斬波電路的VT1關斷后，由于積蓄的能量少，經一短時間電抗器L的儲能即釋放完畢，電樞電流為零。這時使VT2導通，由于電動機反電動勢Em的作用使電樞電流反向流過，電抗器L積蓄能量。待VT2關斷后，由于L積蓄的能量和Em共同作用使VD2導通，向電源反送能量。當反向電流變為零，即L積蓄的能量釋放完畢時，再次使VT1導通，又有正向電流流通。如此循環，兩個斬波電路交替工作。圖b是這種工作方式下的輸出電壓、電流波形，圖中在負載電流io的波形上還標出了流過各器件的電流。2.1.4橋式可逆斬波電路要使電動機進行正、反轉以及可電動又可制動的場合時，就必須將兩個電流可逆斬波電路組合起來，分別向電動機提供正向和反向電壓，即成為橋式可逆斬波電路。當使VT4保持通態時，該斬波電路就等效為電流可逆斬波電路，向電動機提供正電壓，可使電動機工作于1、2象限，即正轉電動和正轉再生制動狀態。此時，需防止VT3導通造成電源短路。當使VT2保持為通態時，VT3、VD3和VT4、VD4等效為又一組電流可逆斬波電路，向電動機提供負電壓，可使電動機工作于第3、4象限。其中VT3和VD3構成降壓斬波電路，向電動機供電使其工作于第3象限即反轉電動狀態，而VT4和VD4構成升壓斬波電路，可使電動機工作于第4象限即反轉再生制動狀態。采用這種結構較為復雜的電路來完成直流-直流的變換有以下原因：1）輸出端與輸入端需要隔離。2）某些應用中需要相互隔離的多路輸出。3）輸出電壓與輸入電壓的比例遠小于1或遠大于1。4）交流環節采用較高的工作頻率，可以減小變壓器和濾波電感、濾波電容的體積和重量。2.2輸入-輸出隔離型直流-直流變換電路

同基本直流斬波電路相比，直流變流電路中增加了交流環節，因此也稱為直-交-直變換電路2.2.1反激電路（FlybackConverter）

反激變換電路的電路結構如圖所示，變壓器一次和二次繞組的極性相反。在反激電路中，變壓器除了實現電隔離和電壓匹配之外，還有儲存能量的作用，前者是變壓器的屬性，后者則是電感的屬性，因此有的文獻稱之為電感變壓器（可看作是一對相互耦合的電感）。反激變換電路

VF導通時，輸入電壓加于變壓器原邊（上正下負），變壓器一次繞組電流i1線性上升，二次繞組電壓：u2=n21Ui（n21=N2/N1）

根據同名端的關系，副邊電壓下正上負，它使二極管VD反偏截止，i2=0，負載電流由電容C放電維持。在該階段中，變壓器作為電感從電源吸收能量，一次繞組電感L1電流線性上升，滿足關系

當VF關斷后，原先存儲在L1中的能量不能突變，為維持磁通連續，變壓器一次和二次繞組電壓極性改變，u2為上正下負，迫使副邊二極管VD正偏導通，電感儲能轉化為電能向負載供電和C充電。

由圖可見，一旦二極管VD導通，u2便被箝位在輸出電壓uo上，若C值很大，uo無紋波，則u2=－Uo，u2電壓在原邊N1繞組兩端的反射電壓為n12Uo，極性下正上負，在此電壓下，L1電流線性下降，滿足關系二極管導通后，變壓器原邊電壓被輸出反射電壓箝位為（N1/N2）Uo，根據電感L1伏秒積相等的原則，得到下式化簡得到MOSFET關斷期間其DS承受的電壓為

在輸入電壓較高時，需要控制占空比以抑制MOSFET的DS電壓，通常輸入電壓在300～400V時，應控制占空比小于50%，以免需要的MOSFET耐壓過高造成選擇開關管的困難。

在電感L1電流斷續模式下（DCM），當電感電流為零時，變壓器原邊電流為零，相應的輸出二極管D關斷，變壓器原邊不再有副邊反射電壓，則這時MOSFET的DS電壓會由斷續前的在電感電流斷續模式下，輸入輸出電壓關系為變為2.2.2雙管正激電路

兩管同時開通，變壓器原邊所加電壓為輸入電壓Ui，極性為上正下負，二極管VD3導通，直流電源經VT1、VT2和VD3向負載供電。當VT1和VT2同時關斷后，輸出濾波電感電流不能突變，VD4導通續流輸出濾波電感電流iL；為了維持變壓器磁化電流im連續，VD1和VD2正偏導通，變壓器原邊電壓u1=－Ui，u2=－Ui/n，VD3反偏截止，im由VT1、VT2轉移到VD1和VD2中。

由于原邊繞組N1電壓u1=－Ui，變壓器磁化電流im線性下降并沿VD1和VD2流向輸入電源，將原先存儲在磁場中的能量轉化為電場能量。

VD1和VD2起著磁芯復位電路的作用，只要占空比D≤0.5，磁芯便能實現磁復位；由于im升降的斜率相同，故在t=2ton之后，im=0，VD1和VD2關斷，原邊各器件處于斷態，變壓器原邊電壓u1=0，輸出濾波電感繼續沿D4續流。變壓器副邊電壓為幅值Ui/n（n為原副邊匝比）的脈沖電壓（圖2-21），經LC濾波后得到輸出電壓Uo為

在雙管正激電路中，由于VD1和VD2在VT1和VT2關斷之后導通，VT1和VT2的最高正向阻斷電壓被箝位在電源電壓上，即UDSm=Ui。變壓器鐵芯只工作于磁化曲線的第一象限，單向磁化，故鐵芯利用率不高。由于橋的上下臂VT和VD反串連接，無共態導通，其可靠性遠高于上下臂順串連接的橋式電路。雙管正激電路的弱點是：1）由于磁復位的需要，D＜0.5，電路直流電壓利用率不高、電壓調節范圍小。2）變壓器二次側電壓高，相應地D3和D4的電壓應力大，限制了雙管電路在高直流輸出電壓場合的應用。3）輸出電壓和電流的脈動較大。

變壓器磁芯復位原理：

開關開通后，變壓器的勵磁電流由零開始，隨著時間的增加而線性增長，直到開關關斷。關斷后到下一次開通的時段內，必須設法使勵磁電流降回到零，否則下一個開關周期中，勵磁電流將在本周期結束時的剩余值上繼續增加，并在以后的開關周期中依次累積起來，變得越來越大，從而導致變壓器的勵磁電感飽和。勵磁電感飽和后，勵磁電流會迅速地增長，最終損壞電路中的開關元件。在開關關斷后使勵磁電流降回零是非常重要的，這一過程稱為變壓器的磁芯復位。磁芯復位過程各物理量的變化如圖所示，在開關關斷后，變壓器勵磁電流通過VD1、VD2流回電源，并在反向電壓（－Ui）下線性地下降為零。從開關關斷到勵磁電流下降到零所需的時間為trst，開關處于斷態的時間必須大于trst，以保證開關下次開通前勵磁電流能夠降為零，使變壓器磁芯可靠復位。2.2.3半橋變換電路VF1與VF2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓uS的平均值，也就改變了輸出電壓Uo。VF1導通時，二極管VD1處于通態，VF2導通時，二極管VD2處于通態，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，VD1和VD2都處于通態，各分擔一半的電流。VF1或VF2導通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降。VF1和VF2斷態時承受的峰值電壓均為Ui。2.2.3半橋變換電路2.2.3半橋變換電路

由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發生變壓器的偏磁和直流磁飽和。

輸出電壓：當濾波電感L的電流連續時：2.2.4推挽變換電路推挽電路中兩個開關VF1和VF2交替導通，在繞組N11和N12兩端分別形成相位相反的交流電壓，改變占空比就可以改變輸出電壓。VF1導通時，二極管VD1處于通態，電感L的電流逐漸上升。VF2導通時，二極管VD2處于通態，電感L的電流也逐漸上升。2.2.4推挽變換電路當兩個開關都關斷時，VD1和VD2都處于通態，各分擔一半的電流。VF1和VF2斷態時承受的峰值電壓均為2倍Ui。VF1和VF2同時導通，相當于變壓器一次側繞組短路，因此應避免兩個開關同時導通。當濾波電感L的電流連續時

推挽電路的特點：開關斷態時承受的峰值電壓均為兩倍Ui，所以推挽電路適合于輸入電壓比較低的應用場合；兩個MOSFET的S極直接相連到輸入電源負極，開關管驅動容易；變壓器初級回路中只有一個開關，通態損耗小；變壓器原邊電壓為輸入電壓，只用兩個開關管即可獲得較大的輸出功率，適合于幾百瓦～幾千瓦的開關電源；推挽電路沒有半橋式電路的電流自平衡作用，在兩個開關管占空比有誤差時，變壓器將出現直流偏磁現象。直流偏磁問題分析及防止

橋式電路和推挽電路變壓器原邊激磁電壓波形如圖，當正負半波完全對稱時，有U1t1=U2（t3－t2），平均電壓為零，無直流電流。當出現U1t1≠U2（t3－t2）時（波形不對稱），平均電壓不為零，出現一個直流電壓Udc施加于初級繞組，由于繞組直流電阻一般很小，就導致比較大的直流激磁電流產生磁通密度Bdc；由于通常磁性材料有飽和磁通密度Bs的限制，使得變壓器允許的磁通密度變化量△B＝Bs－Bdc變小，變壓器傳遞功率的能力下降，最惡劣的結果是直接導致變壓器磁路飽和，變壓器失效，因此必須加以防止。對于橋式電路，可以在變壓器初級繞組上串入一個電容，電容的隔直作用將消除直流電流，有效防止偏磁。對于推挽電路，無法加隔直電容，通常采用瞬時電流控制方式來避免磁路飽和。激磁電壓工作波形2.2.5全橋變換電路當VT1與VT4開通后，二極管VD5處于通態，電感L的電流逐漸上升；VT2與VT3開通后，二極管VD6處于通態，電感L的電流也上升。

當4個開關都關斷時，4個二極管都處于通態，各分擔一半的電感電流，電感L的電流逐漸下降.S1和S2斷態時承受的峰值電壓均為Ui。2.2.5全橋變換電路如果VT1、VT4與VT2、VT3的導通時間不對稱，則交流電壓uP中將含有直流分量，會在變壓器一次側產生很大的直流分量，造成磁路飽和，因此全橋電路應注意避免電壓直流分量的產生，也可以在一次側回路串聯一個電容（隔直電容），以阻斷直流電流。輸出電壓：濾波電感電流連續時：

電路優點缺點功率范圍應用領域反激電路非常簡單，成本很低，可靠性高，驅動電路簡單難以達到較大的功率，變壓器單向勵磁，利用率低幾瓦～幾百瓦小功率電子設備、消費電子設備電源、手機充電器及多路輸出輔助電源等雙管正激電路簡單，成本較低，可靠性高變壓器單向勵磁，利用率低，需要隔離驅動電路幾百瓦～幾千瓦可靠性要求較高的中、小功率電源半橋變壓器雙向勵磁，沒有變壓器磁偏問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性低，需要隔離驅動電路幾百瓦～幾千瓦各種工業電源、計算機電源等全橋變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性低，需要多組隔離驅動電路幾百瓦～幾百千瓦大功率開關電源推挽變壓器雙向勵磁，變壓器一次電流回路只有一個開關，通態損耗小，驅動簡單有偏磁問題幾百瓦～幾千瓦低輸入電壓開關電源隔離型直流-直流變換電路的比較2.2.6隔離型直流-直流變換電路的輸出整流雙端電路中常用的整流電路形式：1、全波整流電路；2、全橋整流電路；3、同步整流。全波整流電路的優點在于電感L的電流回路中只有一個二極管壓降，損耗小，而且整流電路中只需要2個二極管，元件數較少；缺點是二極管斷態時承受的反壓較高，為兩倍的交流電壓幅值，對器件耐壓要求較高，而且變壓器二次側繞組有中心抽頭，結構較復雜。由于上述特點，全波整流電路適合于輸出電壓較低的情況。全橋電路的優點是二極管在斷態承受的電壓僅為交流電壓幅值，變壓器的繞組簡單。缺點是電感L的電流回路中存在兩個二極管壓降，損耗較大，而且電路中需要4個二極管，元件數較多。全橋整流電路適合于高壓輸出的應用場合。

當電路的輸出電壓非常低時，可以采用圖示的同步整流電路，利用低壓大電流定額的MOSFET具有非常小的導通電阻（幾毫歐）的特性降低整流電路的導通損耗，進一步提高效率。這種電路的缺點是需要對Q1和Q2的通與斷進行控制，增加了控制電路的復雜性。實際使用中，為了簡化驅動電路，通常將兩個MOSFET接成共S極且與輸出電路共地的形式，見圖b，這里利用了MOSFET的逆導特性。同步整流電路2.3直流-直流變換電路的控制技術2.3.1直流-直流PWM控制的基本原理1.PWM信號的產生

DC-DC變換電路通常采用PWM控制方式，PWM驅動控制信號一般都采用鋸齒波或三角波與脈寬控制信號比較的方法產生，其原理如圖2-32a所示，在鋸齒波或三角波大于或小于直流調制信號Ur時，產生輸出脈沖信號，調節Ur大小可以調節脈沖寬度，即調節占空比D的大小（圖2-32b）。鋸齒波和三角波Uc稱為載波，其頻率決定主電路中開關管的開關頻率；脈寬控制信號Ur稱為調制波或控制波。2.穩壓控制原理（閉環控制）

輸入電壓或負載變化引起輸出電壓波動而偏離設定值，相應的輸出反饋電壓發生改變，在其與參考電壓uref比較后得到誤差信號ue，誤差信號經過PID調節器進行比例放大、積分和微分運算，其輸出信號ur作為調制（控制）信號與三角載波（或鋸齒波載波）比較后得到占空比信號D，通過改變占空比調節輸出電壓抵消由于輸入電壓和負載變化引起的輸出電壓變化，直到輸出電壓重新回到設定值而誤差信號為零時，調節過程完成。從輸入電壓或負載變化引起輸出電壓變化開始，到通過閉環調節使輸出電壓重新回到設定值的過程稱為動態過程。3.PWM控制芯片簡介SG35252.3.2電壓/電流型控制模式1、電壓型控制

反饋控制系統中僅有一個輸出電壓反饋控制環，因此這種控制方式稱為電壓模式控制。

2、電流型控制在電壓反饋環內增加了電流反饋控制環，電壓控制器的輸出信號作為電流環的參考信號，給這一信號設置限幅，就可以限制電路中的最大電流，達到短路和過載保護的目的，還可以實現恒流控制。

電流模式控制方式有多種不同的類型，其中最為常用的是峰值電流模式控制和平均電流模式控制。反激變換器通常采用峰值電流控制方式，而開關電源的輸出限流等采用平均電流模式。圖示為常見的電流型集成控制芯片UC3842的內部結構及其控制的反激變換電路。電路中R2、（C2+C4）構成啟動電路，在（C2+C4）上的電壓達到芯片啟動電壓時電路啟動，然后由變壓器NS2繞組與二極管D2、C4構成自饋電路產生模塊UC3842的電壓閉環反饋信號并提供芯片的工作電壓。與MOS管S極串聯的電阻用于電流反饋，電流采樣信號和電壓環輸出比較產生占空比信號，同時逐個周期限制了開關管的電流峰值。因此該電路有電壓、電流的雙閉環。高頻變壓器接有RCD緩沖電路，用于吸收尖峰電壓。2.4開關電源線性電源基本電路結構

半橋型開關電源電路結構

采用先用工頻變壓器降壓，然后經過整流濾波后，由線性調壓得到穩定的輸出電壓。這種電源稱為線性電源。

采用先整流濾波、后經高頻逆變得到高頻交流電壓，然后由高頻變壓器隔離及降壓、再整流濾波的辦法。這種采用高頻開關方式進行電能變換的電源稱為開關電源。

開關電源在效率、體積和重量等方面都遠遠優于線性電源，因