《軟件無線電》-第四章

4.1軟件無線電的射頻前端在軟件無線電的三種基本結構中都需要一定的模擬電路，只是由于結構形式的不同，射頻前端的實現形式有所示同。射頻前端的主要功能是:盡可能多地濾除不需要的信號；對射頻信號進行變換，使頻率、電平與ADC相匹配。對軟件無線電射頻前端的基本要求是：①引入的噪聲盡可能地小(噪聲系數小)；②信號的適應能力盡可能的強(工作頻段寬、動態范圍大)。下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端對于射頻低通采樣數字化結構，模擬電路只需要低通濾波器、功率放大器等；而射頻帶通數字化采樣結構需要帶通跟蹤濾波器、功率放大器等；對于中頻寬帶數字化采樣結構則需要濾波器、放大器、混頻器、功率放大器等較多的模擬電路。下面我們分別介紹各個組成部分，并對其性能加以分析討論。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端4.1.1射頻前端的組成結構射頻前端有三種結構:多次變頻的超外差結構、直接變換的零中頻結構、不變頻結構。前兩種前端結構適用于寬帶中頻采樣的軟件無線電體制，不變頻前端結構則適用于射頻低通、射頻帶通采樣的軟件無線電體制多次變頻的超外差結構如圖4-1所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端超外差的前端結構具有如下優點:①靈敏度高(由于有預選濾波器和信道濾波器);②總增益被分配到工作在不同頻率的多級放大器上，降低了放大器的設計難度;③實信號變頻只在一個固定頻率上進行，對本振的相位和幅度平衡沒有要求。其主要缺點是:①復雜程度高;②需要多個本地振蕩器;③鏡頻信號干擾的抑制比較困難，需要特殊的中頻(IF)濾波器，故不可能用單片集成電路實現超外差接收機。圖4-2給出一個實際超外插接收機的例子。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端直接變換的射頻前端結構如圖4-3所示。接收時經過一次頻率搬移把中心頻率變換到零中頻，發射時把基帶信號直接變換至射頻，結構非常簡單。這種結構的主要優點是:①把射頻信號直接混至基帶，輸出端不會出現鏡頻信號;②只要求簡單的濾波;③容易實現電路集成。但它存在以下問題:①本振泄漏較嚴重，即本地振蕩器產生的信號容易通過低噪聲放大器反向泄漏到RF端口，通過天線輻射出去;②由于為零中頻，任何直流偏移都無法從有用信號中分離出來，而且較大的直流電平，容易使后端飽和;③如果同相、正交兩路的平衡性不好，將嚴重影響接收機的性能。Intersil公司在WLAN中就采用了直接變換的前端結構，其前端組成如圖4-4所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端不變頻的射頻前端結構如圖4-5所示。接收時，濾波器濾出所需要的射頻信號，經過放大后直接進行采樣。對于射頻低通采樣、射頻帶通采樣兩種軟件無線電結構，只是濾波器的種類不同，前者為低通濾波器，后者為帶通跟蹤濾波器。4.1.2射頻前端各功能模塊的設計射頻前端的組成模塊主要有:濾波器、放大器、混頻器、本地振蕩器(頻率合成器)、功率放大器等。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端1.濾波器(Filter)

射頻濾波器主要實現對信號的預濾波，并提高接收模塊和發射模塊之間的隔離度。濾波器要在滿足軟件無線電多種模式所需帶寬的前提下，具有盡可能高的選擇性。中頻濾波器主要用于鏡頻抑制。濾波器的種類很多，主要有LC濾波器、晶體濾波器、陶瓷濾波器、機械諧振器等。LC濾波器的Q值有限，其實現較寬的帶寬相對容易，很難實現低于1%的濾波帶寬。其插損取決于需要的百分比帶寬、Q值。其工作頻率范圍可從音頻一直到幾百兆赫茲。

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晶體濾波器具有很好的選擇性，但其帶寬較窄，一般為0.01%~1%其插入損耗在1~10dB之間。其工作頻率范圍5kHz~100MHzo

陶瓷濾波器的帶寬為1%~10%，它的截止速度、穩定性、精確度都低于晶體濾波器，但是它的成本很低，但工作頻率范圍有限。

對于其他濾波器，就不多作介紹了，表4-1對其通用性能進行比較。下面我們重點討論一下用于射頻直接帶通采樣的跟蹤濾波器的設計問題。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

為了提高接收設備的動態和滿足直接射頻采樣的需要，通常需要幾組濾波器，以減少干擾信號的數量和幅度，以及進入接收設備的噪聲，并滿足射頻直接采樣的抗混疊濾波器要求。這些濾波器的工作頻率和帶寬通常是固定不變的或者具有有限的調諧能力。因此如果在軟件無線電中采用固定濾波器勢必需要大量的濾波器來覆蓋整個頻段，這將帶來體積龐大，靈活性差的問題上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端因此，在軟件無線電中采用電調諧濾波器是必然趨勢。電調濾波器是通過改變濾波網絡中的可變電容，來實現網絡頻率響應的變化。利用電壓改變可變電容的容量，得到我們所需要的頻率響應。根據Pole-Zero公司提供的資料，把1.5~1000MHz的頻率范圍劃分成8個頻段，每個頻段分別用一個電調諧濾波器來覆蓋。這8個頻段分別是:1.5~4MHz,4~10MHz,10~30MHz,30~90MHz,90~200MHz,200~400MHz,400~700MHz,700~1000MHz。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

由Pole-Zero公司生產的Maxi-Pole系列電調濾波器的特性曲線如圖4-6所示。這種電調濾波器最重要的參數就是插損(IL)和相對帶寬(%B)。這兩種參數之間存在關系:%Ｂ×IL=10。也就是說，濾波器的相對帶寬越大，插損越小。下面我們列出這種電調濾波器的主要特性:

·輸入輸出阻抗50Ω;

·帶內三階截點值:+40dBm（輸入）;

·二階截點值:+I00dBm（輸入）;

·插入損耗:<6dB;

·調諧碼:8位;上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

·調諧速度:10μs(30MHz以上);.濾波器通帶帶寬:中心頻率的2%~5%;.電源:+5V(10~500mA);

·工作溫度:-40℃~+85℃。其幅頻響應如圖4-6所示。電調諧濾波器的控制接口共有12位，其中8位是頻率碼，1位為+5V電源，1位為100V電源,1位使能位。100V電源給電調諧濾波器提供偏置電壓。所需頻帶中心頻率的控制碼可以用式（4-1）求出。

（4-1）上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端式中，fd為電調濾波器的工作頻率，

f1為濾波器的最低工作頻率，fh

、為濾波器的最高工作頻率。利用電子開關和信號處理器的控制端口，就可以把濾波器置于帶內任意感興趣的頻率處，如圖4-7所示。

2.混頻器(Mixer)

混頻器是將輸入的兩個不同信號的頻率進行相加或相減運算，實現信號的頻率搬移。二極管、C類放大器等任何具有非線性傳輸特性的器件都可以用作混頻器。比如最簡單的混頻器是平方率混頻器，其輸入/輸出具有如下特性:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

不難看出當輸入兩個不同信號時，其輸出除了輸入信號本身及二次諧波外，還有兩個頻率的和頻與差頻。通過合理選取中頻信號，我們可以濾出所需要的信號。混頻器主要有兩類:無源混頻器(比如二極管)、有源混頻器(采用有增益的器件，如雙極性晶體管、場效應管)?；祛l器實現途徑主要有以下三種。①將混頻器看成線性乘法器，其作用結果輸出兩個信號，一個和頻信號，一個差頻信號。比如，在雙柵極場效應管(FET)的柵極1接Vin(t)，在柵極2接本振信號VLO(t)。在工作區域內的輸出為:

（4-2）上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

②將混頻器看成一個非線性器件，通過二次變換后，輸出除了和頻信號、差頻信號外，還有許多組合信號。比如在輸入端輸入Vin和VLO兩個信號時，那么輸出端的信號為:

（4-3）如圖4-8。

③把幅度很大的本振信號看成開關切換信號，通過對信號的取樣，也可以產生和頻信號、差頻信號。比如輸入信號為Vin

，開關信號(增益為1或0)為、s(t)，則開關輸出信號為:

（4-4）上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

這個過程類似于下一節要討論的自然采樣。開關輸出信號的頻譜是把原輸入信號沿頻率軸，每隔fs(開關頻率)出現一次?？梢杂脼V波器取出所需要的和頻信號或差頻信號，如圖4-9所示?；祛l器的主要技術指標有:變頻增益(要實現頻率搬移信號的幅度被減弱或增加的程度)、端口隔離度(混頻器任意端口的輸入信號與在其他端口測量到的電平之差)、直流偏移(它是衡量混頻器不平衡度的指標)、噪聲系數、線性度(可用三階截點值表示)等技術指標。后兩個指標將在稍后進行專門的討論。下面我們對混頻器的典型性能進行比較，如表4-2所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

從表4-2可以看出無源混頻器的三階截點值要比有源混頻器的三階截點值高，其動態范圍也大;但其變頻增益為負。

3.本地振蕩器(LocalOscillator)

與混頻器緊密相關的一個器件是頻率源(本地振蕩器)。我們希望本地振蕩器具有輸出頻譜純度高、切換速度快、頻率步進小等特點。衡量本振性能的主要指標有:頻率范圍、最小頻率步進、建立時間、相位噪聲、諧波失真、寄生輸出等。頻率源最重要的參數是相位噪聲。相噪是用于描述振蕩器短時間穩定度的參數。它是由于振蕩器輸出信號的相位、頻率和幅度的變化引起的，相噪表示偏離載波一定距離，1Hz帶寬內相對干載波的功率，用dBc/Hz表示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

假如把本振信號描為：，其中θ(t)為相噪，是很小的隨機變量。若θ(t)≤1,則，將輸入的射頻信號與含有相噪的本振時域上相乘，在頻域上是進行了卷積。這樣使得輸出信號被展寬，如果如果輸入的射頻信號較小，將會被淹沒在噪聲里，如圖4-10所示。

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頻率源往往用鎖相環(PLL)頻率合成器來實現，有關PLL頻率合成器的實現及指標分析可參考有關書籍，這里僅給出PLL頻合的實現框圖如圖4-11所示。當PLL鎖定時，圖中的輸出、輸入頻率滿足關系式:，所以，我們可以通過改變分頻比N或基準信號的頻率fred;來產生各種頻率的信號。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端4.放大器(Amplifier)

放大是整個前端電路中非常重要的一個環節。由于軟件無線電的接收通道是寬帶的，甚至是寬開的，通帶內的信號可能有很多。因此，在軟件無線電中不能用非線性放大器，而只能用線性放大器，否則就會引起許多非線性產物。寬帶放大器中常用前饋(Feedforward)和反饋(Feedback)兩種技術。前饋主要用于提高放大器的雜波等指標，而反饋用于提高放大器的穩定性和帶寬指標。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

為使寬帶放大器的工作穩定，并提高帶寬，減少失真，常常要用到反饋技術。我們知道放大器的帶寬主要由晶體管的增益帶寬積所決定。利用反饋技術雖然不能提高增益帶寬積的值，但可以用于調整增益，以獲得合適的工作帶寬。對于一個多級放大器，其增益帶寬積可以寫為:

（4-5）式中，G為每級放大器的增益，B每級放大器的帶寬，N為級數。上式表明，放大器的級數越多，所得到的增益帶寬積越小，這是由于帶寬隨著級數增加而收縮的緣故。比如N個相同的放大器相級聯，每個放大器的響應如下:

（4-6）上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端式中，G為每級的增益，B每級的帶寬，則每個放大器的增益帶寬積為G·B。我們同樣可以寫出N級放大器的傳輸函數。

（4-7）從式(4-7)可知N級放大器級聯后的增益為GN，它的

3dB帶寬(即增益下降0.707倍處的帶寬)為:這樣利用式(4-5)就可以得到N級放大器級聯后的增益帶寬積:

（4-8）上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

由此可見，級聯的放大器個數越多，增益帶寬積越小。另外，互調是線性放大器的重要指標，如果互調指標不高，會嚴重影響接收系統的瞬時動態范圍。后面將重點討論有關接收機射頻前端的幾個關鍵指標。

5.功率放大器(PowerAmplifier)

軟件無線電必須能滿足各種通信體制的功率放大要求，需具有較寬的發射帶寬，特別是對效率、線性、雜散輻射等性能要求較高。功率放大器輸出功率的大小主要取決于信號所要傳播的距離，可以從幾十毫瓦到幾百瓦，甚至幾十千瓦。在無線電設備中，功放是消耗能量的主要設備。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端在功放設計中，有兩個主要問題:一是如何提高功放的效率;二是如何提高功放的線性。功放的效率和線性是相互制約的。功放的效率和線性可以根據信號的調制樣式來折中考慮。比如采用DQPSK調制方式，波形的峰平比(峰值/均值功率比)比較高，對線性的要求就比較高，我們只好犧牲效率來保證線性。而比如用GMSK調制方式時，其波形的包絡幾乎是恒定的，這就允許功放工作于飽和區，以提高效率。對功放的線性度要求是與信號的峰平比密切相關的。峰平比(Peak-AveragepowerRatio)，也叫峰均比、信號的波峰因子或波峰系數，它被定義為信號的峰值功率與平均功率之比:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

比如對于電壓幅度為八的正弦波，其峰值功率為A2，而平均功率為A2/2,所以正弦波的峰平比為2;而兩個同幅正弦波之和的峰值功率為(2A)2，而平均功率為2(A2/2),所以兩個同幅正弦波之和的峰平比為4;理論上，N個同幅正弦波之和的峰平比為2N。對于OFDM信號而言，如果其同時含有N個子載波，其基帶信號的峰平比為:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

如果含有256個子載波，其最大的峰平比可以達到24dB當然這是一個極其極端的情況，其出現的概率是非常低的。表4-3給出了典型無線通信系統的峰平比。

峰平比的存在對發射機的線性提出了較高的要求。A類、AB類、B類、C類功率放大器可通過改變晶體管的偏置來提高其線性放大。A類功放是指在整個信號周期中晶體管都處于放大區，流通角為360°。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端當輸入信號很大時，為了提高放大器集電極的效率和輸出功率，晶體管就要工作到截止區。B類和C類功放就是如此。B類功放中晶體管的集電極只在半個周期中導通，流通角為180°。C類功放中晶體管的集電極的導通時間少于半個周期，流通角小于180°。AB類功放中的集電極導通時間介于A類和B類之間，晶體管的流通角稍大于180°上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

A,B,C類放大器的理論最大增益效率分別為50%,78.5%,100%，實際最大增益效率分別l可以達到25%,60%,75%。A類放大器經常用功率回退(powerback-off)法實現線性。這相當于用一個額定功率比所需功率大得多的晶體管，在較大幅度范圍內獲取較高的線性。A類放大器在無輸入信號時仍要耗費很大的功率，所以效率較低，回退時，效率大約為10%~40%。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

近年來入們提出了許多提高功放線性的技術，軟件無線電中經常用到的是笛卡爾反饋(cartesianfeedback)技術、前饋對消(feedforwardcancellation)技術、預失真(predistortion)技術、包絡消除與恢復(envelopeeliminationandrestoration)技術。笛卡爾反饋線性化的基本思想是將功放輸出的非線性失真信號負反饋到輸入端，與原信號一起作為輸入信號，以減少功放的非線性，其發射結構如圖4-12所示。其反饋采樣是在RF實信號上進行的，而后以I,Q正交分量形式在基帶中完成反饋比較。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

我們可以用這種技術來提高C類放大器的線性，從而使軟件無線電中的功放既具有線性，而又不致使功放的效率太低。線性化電路本身所消耗的功率是微不足道的，可以忽略不計。笛卡爾反饋線性化技術具有結構簡單、互調干擾抑制效果好的特點，但該技術存在環路的相移小于180°，在環路穩定條件下帶寬有限的問題。表4-4中給出了一個采用笛卡爾環線性化技術，基于C類功放的實際系統的效率數據。同時，根據實際測試說明，采用笛卡爾線性化技術后，放大器的鄰道干擾功率這一指標也滿足了要求，見表4-5。利用笛卡爾環線性化技術，可以把互調產物抑制70dB。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

值得注意的是，笛卡爾環反饋是一項窄帶線性化技術。笛卡爾環線性化技術已經在許多實際的窄帶系統中得到了應用，在寬帶系統中更多地應用前饋線性化技術，比如，工作頻率在1.8GHz、基于前饋技術的GSM多載波線性放大器已在DCS1800,PCS1800/190。等基站中使用。前饋技術的主要思想是從功放輸出信號中分離出失真分量，然后用這個信號的反相信號去抵消功放輸出信號中的分量，達到改善功放線性度的目的。其組成結構如圖4-13所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

輸入信號被分成兩個通道，兩個通道的性能完全相同，但信號的大小不同。上支路的放大器為G1，信號經過放大后會產生失真信號。定向耦合器從放大后的信號中取出樣本信號，并把它送到減法器。在減法器中，一個時間上與樣本信號相匹配的原始信號和樣本信號相減。相減所得的信號就是誤差信號，其中主要是由放大器所產生的失真分量。理想情況下，誤差信號中不含有原始信號。上圖同時標注了整個過程的頻譜變化情況。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

誤差信號經誤差放大器G2放大到所需電平后，送到輸出耦合器。通過耦合器C1的主信號要加以延時，延時長度和信號通過放大器G2所需要的時間一樣長，加π弧度，使得它與誤差信號反相，然后送到輸出耦合器。這樣，誤差信號就可以消除主信號中的雜波了。這種技術的特點歸納如下:

·提高雜波指標的難度不大。

·工作帶寬可以很寬。

·可以補償主放大器的增益和相位的非線性。

·可以獲得較低的噪聲系數。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

前饋放大器的噪聲系數與校正過程關系不大，而主要由系統的各個單元所決定的。因為，失真信號和噪聲是一樣對待的，它們都被補償網絡所壓縮了。為得到一個低噪聲放大器，要優化前饋結構，減少從射頻輸入到誤差放大器整個通路的損耗。通過前饋技術可以抑制諧波20dB，效率提高10%。DCS1800接收機的前端就用前饋技術實現了低噪聲、線性放大器，其工作帶寬可達1700~1800MHz。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

預失真技術是另一種適用于寬帶系統的線性化技術如圖4-14所示。其主要思想是在功放模塊之前加一個與功放非線性特性相反的互補網絡(預失真網絡)，使得兩者相串聯后，使功放輸出呈現線性。信號的預失真可以在基帶部分或射頻部分實現，可以用模擬或數字電路來實現。在基帶實現時往往用數字方式實現。射頻預失真非線性改善效果明顯，性能穩定，但在射頻域內處理難度較大?；鶐底诸A失真降低了實現難度，適應性較強。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

包絡消除與恢復法中最常用的是功率合成法(LILAC)。LILAC技術的理論基礎是具有幅度和相位調制的任意調制波形都可以分解成兩個恒幅信號。把輸入信號分成兩個恒包絡信號，每個信號分別用一個效率較高、功率較小的功放進行放大，在輸出端將兩個放大后的信號重新合成一個信號。它要求兩個功放的工作狀態保持一致，否則就會失真。假如分解后的兩個信號分別為:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

于是合成信號為:

所以，顯然有，這就證明了任意一個信號都可以分解成兩幅度相等的恒幅信號。其實現如圖4-15所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

以上介紹了四種線性化技術，這些技術各有優缺點。前饋技術性能較好、帶寬較寬，但成本比較高。要獲得較好的抵消效果兩個支路的幅度、相位、時延必須完全匹配，為消除由于溫度變化、器件老化等原因引起的誤差，有必要考慮自適應抵消技術。笛卡爾反饋技術電路簡單，但工作帶寬較窄。射頻預失真技術效率高、成本低，但需要使用射頻非線性器件，調整復雜、高階失真頻譜分量難以抵消。基帶預失真適應性相對較強。LILAC技術對于器件的漂移敏感，信號分解困難。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

在實際使用中，可以單獨或組合使用這些技術。比如，預失真技術與前饋對消技術相結合，預失真技術在寬頻帶內提供一般的對消，前饋技術在較窄的帶寬上進一步對消。由于技術上的限制和考慮，單個高頻晶體管的輸出功率只限于幾十瓦到一百多瓦。要輸出更大的功率時常‘常采用功率合成器。所謂功率合成器是采用多個高頻晶體管，使它們產生的高頻功率在一個公共負載上相加，如圖4-16所示，圖中給出了4管合成原理。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

圖4-16的三角形表示放大器，菱形表示分路(合路)器。根據同樣的原理，晶體管的個數可以擴展到8個、16個，甚至更多。從圖4-16中可以看出，在放大器之前是一個功率分配過程，在放大器后是一個功率合并過程。功率分配和合并電路通常用傳輸線變壓器構成的耦合器來實現，以保證所需的寬帶特性。傳輸線變壓器是用傳輸線(主要是雙導線)在高頻磁芯上繞制而成的。導線的粗細、磁芯的直徑的大小根據所需的功率和電感的大小決定。功率合成器就是由圖4-16虛框內的基本單元組成的。為了結構簡單、性能可靠，晶體管放大器都不帶調諧元件，通常采用寬帶工作方式。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

4.1.3射頻前端的指標射頻前端的技術指標很多，有噪聲系數、二階截點值、三階截點值、動態范圍、鏡頻抑制、本振反向輻射等。

1.噪聲系數(Noisefactor)

在介紹這個指標之前先來討論一下噪聲。噪聲存在于任何一個通信系統中，它獨立于通信信號，對通信信號形成干擾，其表現形式通常是隨機的，而且形式多樣。通信系統的噪聲主要分兩類:系統內部噪聲、系統外部噪聲。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端系統內部噪聲，如自由電子的布朗運動引起的熱噪聲，真空電子管和半導體器件中電子發射不均勻引起的散彈噪聲;系統外噪聲有大氣噪聲、雷電宇宙噪聲等自然無線電噪聲，開關通斷、電機點火、熒光燈等入為無線電噪聲。在這些噪聲中最重要的是熱噪聲。根據測量和分析表明，在直流到微波頻率范圍內，電阻或導體的熱噪聲具有均勻的功率譜密度。熱噪聲有時也稱為白噪聲。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端熱噪聲可以用溫度函數表示，當噪聲溫度為T(單位:K)時，噪聲功率為:(4-9)式中，k為玻爾茲曼(Boltzmann)常數(1.38X10-23J/K）；B為帶寬(單位:Hz)而且，從式(4-9)可以看出，噪聲功率與噪聲分布帶寬有關，與溫度有關。值得指出的是，噪聲功率的表達式是在假設噪聲源(產生噪聲的電阻)和噪聲負載(放大器和其他接收噪聲的負載)之間的阻抗完全匹配的條件下得到的。在已知噪聲功率下，我們就可以得到噪聲電壓。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

噪聲源等效成一個電壓源VN(電壓源VN

代表噪聲電壓)和一個無噪聲阻抗RN串聯;負載的阻抗為RL。我們可以畫出熱噪聲的等效電路如圖4-17所示。由于假設阻抗完全匹配，此時噪聲功率為:(4-10)

此時負載上噪聲電壓(RMS)為:(4-11)

由于RN=RL.所以阻抗RN上的電壓與負載RL上的電壓相等，都為噪聲電壓VN的一半。因此，電壓源電壓:(4-12)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

有了噪聲的概念，就可以來討論噪聲系數了。噪聲系數表明了一個模塊或一個網絡固有的噪聲影響，說明通過這些模塊、網絡時，信號的信噪比降低的程度。噪聲系數定義為輸入信號的信噪比與輸出信號的信噪比之比:(4-13)

噪聲系數往往用分貝表示:

(4-14)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

為了處理的方便，我們把各種噪聲都等效成熱噪聲來處理，并引入一個等效噪聲溫度(NoiseTemperture)的概念。圖4-18給出了一個放大器的例子，左邊為實際的放大器，右邊為其等效，我們把實際放大器等效為一個無噪聲的放大器和一個等效噪聲電阻。對式(4-13)進行變形:(4-15)

由于放大器的增益為A，于是有:(4-16)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端所以，輸出端的總噪聲功率:(4-17)于是放大器產生的等效輸入噪聲功率為:(4-18)

我們假設這個噪聲功率是由一個電阻所產生的，噪聲溫度為Teq,，我們進一步假設輸入端的參考溫度T0為290K，于是得到如下等式:(4-19)(4-20)(4-21)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

式(4-19)~式(4-21)說明，噪聲系數也可以用噪聲溫度來表示。這種表示方法在系統噪聲性能的計算中很有好處，要得到整個系統的噪聲溫度，只要把天線、傳輸線、接收機等的噪聲溫度相加就可以了。值得注意的是，等效噪聲溫度與工作溫度并沒有確定的關系。低噪聲放大器的等效噪聲溫度很低，小于100K。實際放大器的工作溫度是300K，而其等效噪聲溫度為100K也是完全正常的。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

對于一個系統而言，往往有兩個或更多個有源或無源網絡級聯，以實現對信號的最佳接收，如圖4-19所示。這種情況下，第一級的噪聲系數是最重要的，因為第一級產生的噪聲將會被后面的各級放大器放大。我們先來計算一下兩級放大器級聯時總的噪聲系數，然后把這種方法推廣至多級級聯時總噪聲系數的計算。由上述討論可得第一級的輸入噪聲功率:(4-22)可得第一級的輸出噪聲功率:(4-23)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

第二級的輸入噪聲功率就是第一級的輸出噪聲功率，同時第二級自身也要輸出噪聲功率，所以，第二級的輸出噪聲功率為:(4-24)利用式(4-16)可以求出整個系統的噪聲系數:(4-25)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端對上式進行推廣，可以得到多級級聯時系統的總噪聲系數:

(4-26)

上面我們主要討論了放大器的噪聲系數，下面我們簡單討論有損耗器件(濾波器、衰減器、環路器等)的噪聲系數，如圖4-20所示。

我們可以得出與式(4-16)類似的等式，只不過，此時沒有增益，只有衰減，

(4-27)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

如果濾波器兩端的溫度相同都是290K，那么輸出端的噪聲功率和輸入端的噪聲功率相等，于是，噪聲系數變為:

(4-28)

顯而易見，由于濾波器的噪聲系數就是其插入損耗，這就預不著在放大模塊前加濾波器會惡化系統的噪聲系數。

2.靈敏度(Sensitivity)

在介紹靈敏度之前，我們先來討論一下最小可檢測電平。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

最小可檢測電平(MinimumDetectableSignal)對接收機來說是一個很重要的參數，它表征了系統可檢測的最弱信號。我們知道，負載匹配時，網絡的輸出噪聲功率是噪聲溫度、帶寬、噪聲系數的函數。這就是系統輸出的底部噪聲。當輸入噪聲溫度為參考溫度290K時，由式(4-17)得到輸出噪聲功率。

(4-29)把參數代入，并用分貝表示式(4-29)變為:(4-30)式中，。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

從輸出的角度來說，可以檢測的最小電平就是輸出信號的功率與輸出噪聲功率相當時的信號功率。于是從接收機輸入端來看，最小可檢測電平為:(4-31)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

從式(4-31)可以看出為了提高可檢測性能，要使接收機濾波器帶寬盡可能與信號帶寬相匹配，以降低噪聲功率。

靈敏度定義為接收到的信息達到規定的性能指標所需要的信號電平。比如數字通信中，性能指標常用誤碼率來衡量，這時的靈敏度數學表達式為:(4-32)式中，SNR表示信號解調達到所規定的誤碼率時需要的信噪比。更進一步，我們可以得到常用的靈敏度計算公式:(4-33)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端3.截點值(InterceptPoint)

表征接收機、發射機非線性性能的指標很多，比如有1dB壓縮點、二階截點值、三階截點值等等。當網絡中存在放大器、混頻器等器件時，都會引起非線性。對于這些器件的傳遞函數可以用一個冪級數來表示:(4-34)式中，分別表示網絡輸入電壓、輸出電壓、各非線性分量的增益系數。當我們在網絡的輸入端加入兩個幅度、頻率分別為U1,f1,U2,f2射頻信號時，上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-35)在其輸出端的輸出信號為:(4-36)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端式(4-36)中各行分別為直流、基波、二次諧波、二階互調、三次諧波、三階互調等分量。偶次階的互調產物遠離輸入信號，低階次的奇次互調產物經常落在輸入信號附近，可能成為虛假信號。如輸入信號個數為3個，甚至更多時，可能成為虛假的互調產物是兩個信號之和與另一信號之差。由上式也可以看出，高次諧波的電平幅度的變化規律是:如果兩個輸入信號的幅度變化△(dB)，則n階互調產物的電平將變化n△(dB)。圖4-21給出了三次以內頻率分布情況。圖4-21中，aIMi，表示互調產物與基波的電平差，即互調抑制比，aki表示諧波與基波的電平差值。下面我們來討論截點值。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

放大器或接收機一旦研制完成，其截點值就已經確定，它不像互調抑制比受輸入信號大小的影響。截點值被廣泛用于評價放大器動態范圍的標準。截點值越高，說明放大器的線性越好，也是要獲得大動態范圍的必要條件。截點值是一個虛擬值，我們無法對其實測。只能通過測量互調抑制比aLMi后計算得到。要注意的是，互調抑制比一定要同輸入電平一起給出，否則就不能說明任何問題。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

為更好地討論二階截點值值、三階截點值，以及截點值與互調抑制比的關系，我們可以在對數坐標下畫I出三條直線，如圖4-22所示:

線性放大直線:

二階互調輸出直線:

三階互調輸出直線:

二階截點值就是線性放大直線與二階互調輸出直線的交點:

或式中，G為放大器增益上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

三階截點值就是線性放大直線與三階互調輸出直線的交點:或二階互調產物與二階輸入截點值的關系為:(4-37)或，二階互調產物與二階輸出截點值的關系:(4-38)同理可以得到三階輸入截點值與三階互調產物的關系:(4-39)或，三階輸出截點值與三階互調產物的關系:(4-40)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端在以上討論中，輸入截點值與輸出截點值之間的關系為:(4-41)式中，Pin表示每個輸入信號的電平，Pout表示輸出信號的電平，單位都是dBm。這里，我們順便給出n階輸入截點值與n階互調抑制比的關系:(4-42)式中，IPnin表示n階輸入截點值，單位dBm;aIMn表示n階互調產物和輸入信號電平的差值，單位dB;Pin表示每個輸入信號的電平，單位dBm。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

圖4-22中可以看出，當放大器的輸出電平達到一定程度后，輸入電平與輸出電平之間不再呈線性關系，直至最后輸出達到飽和狀態。當放大器的實際輸出功率比理想輸出功率小1dB時，就得到了1dB壓縮點(1-dBcompressionpoint)。輸入1dB壓縮點與輸出1dB壓縮點之間存在如下關系:(4-43)式中，G為放大器增益;CP1dBin、CP1dBout分別為輸入1dB壓縮點、輸出1dB壓縮點。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

以上我們主要討論了一個放大器的二階、三階截點值的情況，如果多個放大器級聯，其總的截點值又會如何變化呢?

用與級聯噪聲系數相類似的方法[1]，我們可以得到級聯網絡的截點值:(4-44)式中，為要求的截點值階數ipini，為各模塊獨立狀態下的輸入截點值,gi為各級的增益。注意:這里的截點值、各級放大倍數都用線性值表示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端如要計算二階截點值，此時，，

(4-45)如網絡由兩級放大器構成，則:(4-46)如果用對數表示，則由兩級放大器構成的網絡二階截點值為:

(4-47)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端式中，IP2ini，是用dBm的二階截點值,Gi，是用分貝表示的放大倍數。同理，可以得到多級級聯后三階截點值的計算公式:(4-48)如網絡由兩級放大器構成，則:(4-49)用分貝表示為:(4-50)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

式(4-47)、式(4-50)可以理解為:兩級級聯后的總截點值為:第二級截點值減去前級增益，減去受第一級影響所產生的惡化因子。如果前一級為正增益，總截點值會下降，而且增益越高，下降越多;如前一級為負增益，則總截點值會提高。

4.動態范圍(DynamicRange)

動態范圍是指接收機在達到規定的信息質量下，能處理的信號電平范圍。在數字通a信中，信息質量常用誤比特率來表示。動態范圍可以用1dB壓縮點與系統噪聲電平之差來表示，如圖4-23所示該動態也稱1dB增益壓縮點動態范圍。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端動態范圍表示為:(4-51)式中，輸入1dB壓縮點CP1dBin、的單位用dBm。有時接收機的動態范圍用靈敏度代替最小可檢測電平(MDS)，此時，動態范圍變成:(4-52)5.無虛假動態范圍SFDR(Spur-FreeDynamicRange)

無虛假動態范圍與三階互調抑制比很類似。無虛假動態范圍是指失真產物等于噪聲功率時，基波功率與噪聲功率之差，如圖4-24所示。其數學表達式為:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-53)

從有關文獻知，一般認為三階輸入截點值比1dB壓縮點高10~15dB，在頻率低端大約為15dB，在頻率高端大約為10dB，即

(4-54)式中cp1dBin輸出1dB壓縮點，單位為dBm。則無虛假動態范圍還可以表示為:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-55)影響接收機動態范圍性能的主要指標還有虛假響應、鏡頻抑制、本振抑制等。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

6.虛假響應混頻器要把射頻信號變頻至中頻信號(IF)，如果是上變頻則選擇(fRF+FLO，下變頻則選擇(fRF-fLO)或(fLO-fRF)。由于混頻器是一個非線性器件，它除了產生期望的信號外，還會產生其他虛假信號分量:(4-56)式中，m=±1，±2，±3,…n=±1，±2，±3,最主要的虛假信號是鏡頻、本振泄漏。下面我們來對鏡像信號進行討論。在下變頻時，①如所需要的信號為:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端其同時存在一個鏡像信號通過混頻器后，也可以輸出中頻信號:如圖4-25所示。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端②如所需要的信號為：，其同時存在一個鏡頻信號：(4-57)通過混頻器后，也可以輸出中頻信號:在上變頻時，我們需要的信號為:，則鏡頻信號為：

(4-58)通過混頻器后，也可以輸出中頻信號:如圖4-26所示上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

下面我們通過一個例子，來說明多個級聯模塊總噪聲系數、三階截點值、靈敏度、動態范圍等指標的計算方法。圖4-27。利用以前的討論結果，我們可以把無源器件的噪聲折算到其后面的有源器件中，從而把上圖中的六級網絡轉換成三級網絡。把圖4-28中的增益、噪聲系數轉換成線性，則有:g1=10;g2=3.16;g3=3.98F1=2.5;F2=5;F3=4ip3in1=0.158;ip3in2=0.2;ip3in3=15.85上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

所以:(1)級聯后總的噪聲系數

(2)級聯后總的三階截點值上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(3)靈敏度

(4)無虛假動態范圍上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

如果把濾波器放到RF放大器之前，網絡的噪聲系數、動態范圍又不一樣了，通過計算可以得出，在這種連接方式下，靈敏度為-114.93dB，無虛假動態范圍為71.67dB。我們把這種情況下的具體性能計算作為習題，留給讀者去做。

4.1.4射頻前端與ADC的匹配設計及性能分析我們在這里主要討論射頻前端與Anc相連時，接收部分的靈敏度、動態范圍、噪聲系數、三階互調截點值等指標。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

對于寬帶射頻數字化接收機而言，這幾個指標主要取決于其前端的放大器和A/D轉換器，我們重畫這部分電路如圖4-29所示。噪聲系數我們前面已經作了介紹。為了計算前端放大器和ADC級聯之后的噪聲系數，我們可以把ADC產生的噪聲當做一個外加的噪聲源。于是總的輸出噪聲為:(4-59)式中，nb為ADC的輸出噪聲;nA為放大器輸出的噪聲(NA為對數形式);B為射頻帶寬;NFG分別為放大器的噪聲系數、增益(對數形式表示)，由式(4-30}得:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-60)式中，為其線性表示形式。所以，利用式(4-15)，可計算出總的噪聲系數為：

(4-61)定義兩個變量:則上述噪聲系數可以表示為:(4-62)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

用對數形式表示，則為:(4-63)

為了說明m,m’的含義，重寫式(4-62)

如果m=1，意味著量化噪聲與放大器噪聲相同，合成噪聲系數等于放大器噪聲系數的2倍，或者說，噪聲系數惡化了3dB，m越大，噪聲系數惡化越小。如果m<1,說明量化噪聲決定了噪聲系數。為了降低噪聲系數，我們必須提高放大器的增益。當m達到較大值時，(m+1)/m接近于1，合成的噪聲系數就是放大器的噪聲系數，量化噪聲可以忽略。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

假如，放大器與ADC完全匹配，即放大器能將輸入信號放大成ADC允許的最大電平。如果后端的處理帶寬與射頻帶寬不一致，則在處理帶寬Bw內的噪聲功率為:(4-64)加大輸入信號，使得其輸出三階互調信號功率PIM3與噪聲相同，此時的輸入信號功率就是最大輸入信號，即PIM3=N3。由式(4-40)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-65)所以(4-66)或(4-67)

放大器的最大輸出電壓應與ADC的最大輸入電壓相匹配，但是考慮到放大器輸出中的噪聲疊加到信號中會使ADC飽和，所以應降低ADC的輸入電壓。ADC輸入應降低的量，按噪聲功率(ADC噪聲與放大器噪聲之和n0)標準差的3倍來考慮:(4-68)上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

由后面的討論可以知道，無輸入噪聲時的ADC最大輸入功率為:(4-69)式中，b為ADC轉換位數，△V為最小轉換間隔?？紤]噪聲后，ADC最大輸入功率為:(4-70)式中，Vs是ADC不飽和時最大的輸入電壓，Vn為因噪聲引起的電壓降。在評價三階互調產物時，需要加入兩個信號。每個信號的電壓必須是(Vs-Vn)的一半。如果用功率的對數形式表示時，說明每個信號必須比Ps的功率小6dB。即:上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端(4-71)把式(4-69)~式(4-71)結合，就可以得到所要求的增益G，可以求得動態范圍:(4-72)

上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

至此，我們已經求出了靈敏度、動態范圍、三階互調截點值、噪聲系數等參數與放大器增益、A/D轉換器之間的關系。下面就給出A/D轉換器選定后，隨著放大器增益的變化時，這些參數的值。讀者可以根據以上的推導，通過簡單的編程算出特定情況下的數據。下表數據是在滿足如下條件時得到的:放大器的噪聲系數為3.3dB,射頻帶寬為20MHz，信號帶寬B=25kHz，采樣頻率為56MHz,ADC轉換位數14位，ADC輸入范圍Vs:-1~+1V。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

從表4-6中可以看出，我們選擇放大器的增益為40dH時，放大器的動態范圍可達83dB，三階截點值輸出值至少有45.6dBmC輸入為5.6dl3m)。從表4-6中可以看出，放大器增益越高，得到的靈敏度越高，而三階截點值、動態范圍越小。為了實現較高的動態，在滿足靈敏度的情況下，我們要盡量減少放大器的增益，這樣既可以減少放大器的放大壓力，又有利于提高放大器性能。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端

表4-6中的增益值是為了達到接收機性能所需要的增益要求。表4-6中輸出截點值值是達到相應動態范圍所需要的最低要求，如果截點值值達不到要求，動態范圍將降低，而且動態范圍的下限為三階互調產物;如果截點值大于表4-6中的值，動態范圍的下限為基底噪聲。上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端附錄:前端與ADC匹配設計程序上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端上一頁下一頁返回4.1軟件無線電的射頻前端上一頁返回4.2軟件無線電中的A/D/A技術

軟件無線電體系結構的一個重要特點是將A/D和D/A盡量靠近射頻前端(天線根部)。為減少模擬環節，軟件無線電的A/D采樣一般都在較高的中頻、較寬的帶寬上進行帶通，乃至對射頻信號直接帶通采樣數字化。這就要求A/D器件具有適中的采樣速率和很高的工作帶寬。為適應錯綜復雜的電磁環境，A/D器件除了要有高速度、大帶寬外,同時還需要大動態。在第2章中，我們已經深入地討論了軟件無線電中的采樣理論，本節將討論如何用ADC,DAC轉換器實現軟件無線電中的模/數變換和數/模變換。下一頁返回4.2軟件無線電中的A/D/A技術

4.2.1A/D轉換器原理模/數轉換器的工作過程大致可以分為采樣、保持、量化、編碼、輸出等幾個環節。因器件的實現方法不同，其工作過程會有所區別。本小節我們將對這幾個環節分別進行討論，為下面討論各種A/D轉換器打下基礎。下一頁返回上一頁4.2軟件無線電中的A/D/A技術1.采樣在前面我們已經討論過，理想的采樣就是用周期性的沖激序列和給定的信號相乘，把時域上連續的信號，轉換成時域離散的信號。在實際中，真正的沖激序列是無法實現的，通常代之以窄脈沖串。這樣，就可以得到頂部隨給定信號變化的脈沖序列，這種采樣方法，稱為自然采樣。已采樣信號的表達式見式(4-73)(4-73)m(t)為矩形脈沖序列，fam(t)為輸入信號。已采樣信號的頻域表達式為:(4-74)下一頁返回上一頁4.2軟件無線電中的A/D/A技術式中，分別為的傅里葉變換，而:(4-75)τ為矩形脈沖寬度所以:(4-76)式中，。與自然采樣相對應的另一種采樣方式叫平頂采樣。顧名思義，平頂采樣得到的矩形脈沖串，每個脈沖的幅度正比于給定信號的瞬時抽樣值。平頂采樣的原理框圖如圖4-30所示。假如，脈沖形成電路的時域和頻域傳輸特性分別為h(t)和H(ω)，則已采樣信號的表達式見式(4-77):下一頁返回上一頁4.2軟件無線電中的A/D/A技術(4-77)利用理想采樣的結果就可以得到平頂采樣的頻域表達式：

(4-78)由式(4-78)可以看出，平頂采樣是由H(ω)加權后的周期性頻譜Fd(ω)所組成的。

模擬信號經過采樣后變成了時域離散的信號，但其采樣值仍是連續變化的。如果我們用M個離散的電平值來表示這些采樣值，就可以把幅度連續的信號，變成幅度離散的信號了，這就是所謂的量化。下一頁返回上一頁4.2軟件無線電中的A/D/A技術

2.量化更形象地，我們可以用圖4-31來示意量化過程。從圖4-31中可以看出，我們把[m1,m2]圍內的值用電平q1;[m2,m3]范圍內的值用電平q2,…[mi-1,mi]范圍內的值用電平qi-1來表示。在圖中，輸入信號值域是按等距離分割后進行的量化，即為均勻量化。每個量化區間的量化電平均取在各區間的中點。如果輸入信號的最小值和最大值分別為a、b，有:(4-79)下一頁返回上一頁4.2軟件無線電中的A/D/A技術成立，△V稱之為量化間隔，有時△V也用ADC的最低位，LSB(leastsignificantbit)表示;M為量化電平個數。